【畢業(yè)論文設(shè)計】基于DSP控制的雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計

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1、 基于DSP控制的雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計 摘 要 本文介紹的是一種基于DSP TMS320LF2407A 芯片的雙極性可逆PWM直流調(diào)速系統(tǒng)數(shù)字控制的設(shè)計和基于Matlab的仿真設(shè)計。選用三相橋式不可整流電路供電。選用H型雙極可逆PWM驅(qū)動系統(tǒng)對電機進行控制，在一個PWM周期內(nèi)，電動機電樞的電壓極性呈正負變化。驅(qū)動電路采用M57215BL芯片，通過DSP的PWM輸出引腳PWM1-PWM4輸出的控制信號進行控制。用霍爾電流傳感器檢測電流變化，并通過ADCIN00引腳輸入給DSP，經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換產(chǎn)生電流反饋信號。采用增量式光電編碼器監(jiān)測電動機的速度變化，經(jīng)QEP1和QE

2、P2腳輸入給DSP,獲得速度反饋信號。通過PDPINIA引腳對電動機提供過電壓和過電流保護。運用MATLAB對設(shè)計好的系統(tǒng)進行仿真，雙閉環(huán)調(diào)速 系統(tǒng)的特征是系統(tǒng)的電流和轉(zhuǎn)速分別由兩個調(diào)節(jié)器控制。速度調(diào)節(jié)器ASR和電流調(diào)節(jié)器ACR均設(shè)有限幅電路，ASR的輸出作為ACR的給定，利用ASR的輸出限幅起限制啟動電流的作用；ACR的輸出作為觸發(fā)器的移相控制電壓。系統(tǒng)的建模包括主電路的建模和控制電路的建模。建模完成后即可進行仿真。 關(guān)鍵詞：DSP TMS320LF2407A 芯片；PWM；雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)；數(shù)字控制；Matlab;simulink  PWM DC motor sp

3、eed digital control system design and simulation Abstract This article is based on DSP TMS320LF2407A reversible chip bipolar digital control of PWM DC drive system design and simulation of Matlab-based design. Can not use three-phase bridge rectifier circuits. Use H-type bipolar reversible PWM c

4、ontrol of the motor drive system in a PWM cycle, the motor armature voltage polarity was positive and negative changes. M57215BL chip driver circuit, through the DSPs PWM output pins PWM1-PWM4 output control signals. Hall current sensor with current changes, and through ADCIN00 pin to the DSP, by th

5、e A / D conversion produces the current feedback signal. An incremental optical encoder to monitor the motor speed changes, the QEP1 and QEP2 pin input to the DSP, to obtain the speed feedback signal. By PDPINIA pin provided on the motor voltage and over current protection. Good system design using

6、MATLAB simulation, the characteristics of dual-loop speed control system is the systems current and speed controlled by two regulators. ASR speed regulator and current regulator are equipped with a limited increase circuit ACR, ASRs output as given ACR, the use of ASRs output from the restrictions l

7、imiting the role of starting current; ACR output as the trigger phase control voltage. System model including the main circuit modeling and control circuit modeling. After the completion of the simulation modeling. Keywords: TMS329LF2407A chip；PWM；double closed-loop DC-drive speed system；Digita

8、l control；Matlab;Simulink 目 錄 第一章緒論 1 1.1論文選題背景及研究意義 1 1.2國內(nèi)外研究現(xiàn)狀 1 1.3論文研究的主要內(nèi)容 2 第二章 方案論證 3 2.1 系統(tǒng)設(shè)計要求 3 2.2　系統(tǒng)方案選擇和總體結(jié)構(gòu)設(shè)計 3 2.2.1　系統(tǒng)控制對象的確定 3 2.2.2　電動機供電方案的選擇 3 2.2.2　系統(tǒng)控制方案選擇 6 2.2.3　總體結(jié)構(gòu)設(shè)計 8 2.2.4　系統(tǒng)的工作原理 10 第三章硬件電路設(shè)計 11 3.1硬件設(shè)計 11 3.1.1　主電路選型 12 3.1.

9、2　整流電路選擇 13 3.1.3　PWM變換器設(shè)計 13 3.1.4　PWM調(diào)速系統(tǒng)主電路 14 3.1.5　直流電動機DSP控制和驅(qū)動電路 15 3.1.6　速度測量 16 3.1.7 電流檢測電路設(shè)計 18 3.1.8 IGBT驅(qū)動電路設(shè)計 18 3.1.9 TMS320LF2407A DSP的結(jié)構(gòu)介紹 19 3.1.10 鍵盤和顯示 23 3.2　主電路中參數(shù)計算 23 3.2.1　變壓器二次側(cè)電壓U2的計算 23 3.2.2　一次、二次相電流I1、I2的計算 24 3.2.3　變壓器容量的計算 24 3.2.4　二極管整流橋VD1- VD6的選擇 24

10、 3.2.5　輸入濾波電容C0的選型研究 25 3.2.6　平波電抗器的設(shè)計 25 3.2.7　勵磁電路元件的選擇 26 第四章　調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計 27 4.1　模擬控制雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)電路原理圖 27 4.2　調(diào)速系統(tǒng)的靜態(tài)特性和動態(tài)特性分析 28 4.3　調(diào)速系統(tǒng)調(diào)節(jié)器設(shè)計 30 4.3.1　電流調(diào)節(jié)器設(shè)計 30 4.3.2　轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器設(shè)計 32 第五章　仿真設(shè)計 35 5.1仿真 35 第六章　軟件設(shè)計 39 6.1 程序流程圖 39 6.2　定點DSP的數(shù)據(jù)線Q格式表示方法 40 6.3　數(shù)字PI調(diào)節(jié)器的DSP實現(xiàn)方法[1] 41 6.4　DSP控制程序

11、的有關(guān)參數(shù)計算 43 6.5　DSP控制程序 43 總 結(jié) 45 參考文獻 46 致 謝 48 附錄一：程序清單 49 附錄二：系統(tǒng)原理圖 57 55 第一章緒論 1.1論文選題背景及研究意義 直流電動機具有優(yōu)良的調(diào)速特性,調(diào)速平滑、方便,調(diào)速范圍廣；過載能力大,能承受頻繁的沖擊負載,可實現(xiàn)頻繁的無級快速起動、制動和反轉(zhuǎn)；能滿足生產(chǎn)過程自動化系統(tǒng)各種不同的特殊運行要求，在許多需要調(diào)速或快速正反向的電力拖動系統(tǒng)領(lǐng)域中得到了廣泛的應(yīng)用。有許多生產(chǎn)機械要求電動機既有正轉(zhuǎn)，又能反轉(zhuǎn)，而且常常還需要快速地啟動和制動，這就需要可逆

12、的調(diào)速系統(tǒng)。中小功率的可逆直流調(diào)速系統(tǒng)多采用由電力電子功率開關(guān)器件組成的橋式可逆PWM變換器，其中功率開關(guān)器件采用IGBT。 直流電動機的轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)主要有三種方法：調(diào)節(jié)電樞供電的電壓、減弱勵磁磁通和改變電樞回路電阻。針對三種調(diào)速方法，都有各自的特點，也存在一定的缺陷。例如改變電樞回路電阻調(diào)速只能實現(xiàn)有級調(diào)速，減弱磁通雖然能夠平滑調(diào)速，但這種方法的調(diào)速范圍不大，一般都是配合變壓調(diào)速使用。所以，在直流調(diào)速系統(tǒng)中，都是以變壓調(diào)速為主。其中，在變壓調(diào)速系統(tǒng)中，大體上又可分為可控整流式調(diào)速系統(tǒng)和直流PWM調(diào)速系統(tǒng)兩種。直流PWM調(diào)速系統(tǒng)與可控整流式調(diào)速系統(tǒng)相比有下列優(yōu)點：由于PWM調(diào)速系統(tǒng)的開關(guān)頻率較高

13、,僅靠電樞電感的濾波作用就可獲得平穩(wěn)的直流電流,低速特性好，穩(wěn)速精度高，調(diào)速范圍寬，可達1:10000左右；同樣,由于開關(guān)頻率高,快速響應(yīng)特性好,動態(tài)抗干擾能力強,可以獲得很寬的頻帶；開關(guān)器件只工作在開關(guān)狀態(tài),主電路損耗小,裝置效率高；直流電源采用不控整流時，電網(wǎng)功率因數(shù)比相控整流器高[1]。 正因為直流PWM調(diào)速系統(tǒng)有以上的優(yōu)點，并且隨著電力電子器件開關(guān)性能的不斷提高，直流脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)得到了飛速的發(fā)展。傳統(tǒng)的模擬和數(shù)字電路PWM已被大規(guī)模集成電路所取代，這就使得數(shù)字調(diào)制技術(shù)成為可能。目前，在該領(lǐng)域中大部分應(yīng)用的是數(shù)字脈寬調(diào)制器與微處理器集為一體的專用控制芯片, 如TI公司生產(chǎn)的T

14、MS320C24X系列芯片。電動機調(diào)速系統(tǒng)采用微機實現(xiàn)數(shù)字化控制，是電氣傳動發(fā)展的主要方向之一。采用微機控制后，整個調(diào)速系統(tǒng)實現(xiàn)全數(shù)字化，結(jié)構(gòu)簡單，可靠性高，操作維護方便，電動機穩(wěn)態(tài)運轉(zhuǎn)時轉(zhuǎn)速精度可達到較高水平，靜動態(tài)各項指標均能較好地滿足工業(yè)生產(chǎn)中高性能電氣傳動的要求。 1.2國內(nèi)外研究現(xiàn)狀 本課題設(shè)計的控制對象是雙閉環(huán)無環(huán)流可逆直流調(diào)速系統(tǒng)。目前，對于控制對象的研究和討論很多，有比較成熟的理論，但實現(xiàn)控制的方法和手段隨著技術(shù)的發(fā)展，特別是計算機技術(shù)的發(fā)展，不斷地進行技術(shù)升級。這個過程經(jīng)歷了從分立元件控制，集成電路控制和單片計算機控制等過程。每一次的技術(shù)升級都是控制系統(tǒng)的性能

15、有較大地提高和改進。隨著新的控制芯片的出現(xiàn)，給技術(shù)升級提供了新的可能。經(jīng)過文獻檢索，目前已經(jīng)有不少科技工作者開展了將DSP芯片用于電機控制方面的研究，但現(xiàn)在應(yīng)用的例子較少，大部分還處于可行性研究階段。 本設(shè)計的理論基礎(chǔ)有電機控制、電力電子技術(shù)、自動控制原理、計算機控制技術(shù)等理論。研究設(shè)想是：通過研究提出合理的硬件方案和算法，主要進行的是理想情況下的可行性研究，具有工程應(yīng)用的可能和超前性。 直流調(diào)速系統(tǒng)已經(jīng)過多年的研究并已很成熟，而DSP技術(shù)現(xiàn)在也發(fā)展迅猛，并在很多方面取得顯著成果。兩者的結(jié)合，將大大提高電機控制在高精度控制領(lǐng)域的發(fā)展。用DSP控制電機，用戶就不必在外圍再設(shè)置模/數(shù)轉(zhuǎn)換器

16、，硬件結(jié)構(gòu)和控制大為簡化，體積減小，成本也就降低，處理能力和可靠性性能都大大提高。由此可知，基于DSP的雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的設(shè)計不論在理論上還是在工程中都是可行的。 電機控制是DSP應(yīng)用的主要領(lǐng)域，隨著社會的發(fā)展以及對電機控制要求的日益提高，DSP將在電機控制領(lǐng)域中將發(fā)揮越來越重要的作用。 1.3論文研究的主要內(nèi)容 本設(shè)計采用DSP芯片TMS329LF2407BL為控制核心，可逆直流調(diào)速系統(tǒng)采用由IGBT組成的橋式可逆PWM變換器，通過DSP芯片輸出可調(diào)制脈寬波控制IGBT的觸發(fā)角改變電動機兩端的極性從而達到調(diào)速的目的?？刂葡到y(tǒng)采用轉(zhuǎn)速和電流雙閉環(huán)控制，電流環(huán)為內(nèi)環(huán)，轉(zhuǎn)速環(huán)為外環(huán)。轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)

17、環(huán)節(jié)ASR和電流調(diào)節(jié)環(huán)節(jié)ACR采用PI調(diào)節(jié)。實現(xiàn)了PWM直流電機的轉(zhuǎn)速速度控制，精度較高，具有手動設(shè)定速度的功能，具有過壓和過流保護裝置。  第二章 方案論證 2.1 系統(tǒng)設(shè)計要求 實現(xiàn)PWM直流電機的轉(zhuǎn)速數(shù)字控制。 被控對象：直流電機：3000轉(zhuǎn)/分，15V/3A 速度控制精度：1度/秒 要求帶速度顯示 具有手動設(shè)定速度的功能 具有過壓和過流保護裝置 2.2　系統(tǒng)方案選擇和總體結(jié)構(gòu)設(shè)計 2.2.1　系統(tǒng)控制對象的確定 本次設(shè)計選用的電動機額定功率40W，額定電壓15V，額定電流3A,額定轉(zhuǎn)速3000r/min。 2.2.2　電動機供電方案的選擇 根據(jù)直流電機轉(zhuǎn)速

18、方程： （1.1） 式中 n — 轉(zhuǎn)速（r/min）； U— 電樞電壓（V）； I — 電樞電流（A）； R — 電樞回路總電阻（ W ）； F — 勵磁磁通（Wb）； Ke— 由電機結(jié)構(gòu)決定的電動勢常數(shù)。 由式（1.1）可以看出，有三種方法調(diào)節(jié)電動

19、機的轉(zhuǎn)速： （1）調(diào)節(jié)電樞供電電壓 U； （2）減弱勵磁磁通 F； （3）改變電樞回路電阻 R。 對于要求在一定范圍內(nèi)無級平滑調(diào)速的系統(tǒng)來說，以調(diào)節(jié)電樞供電電壓的方式為最好。改變電阻只能有級調(diào)速；減弱磁通雖然能夠平滑調(diào)速，但調(diào)速范圍不大，往往只是配合調(diào)壓方案，在基速（即電機額定轉(zhuǎn)速）以上作小范圍的弱磁升速。這里選用變壓調(diào)速[1]。 變壓調(diào)速是直流調(diào)速系統(tǒng)用的主要方法，調(diào)節(jié)電樞供電電壓所需的可控電源通常有3種：旋轉(zhuǎn)電流機組，靜止可控整流器，直流斬波器和脈寬調(diào)制變換器。旋轉(zhuǎn)變流機組簡稱G-M系統(tǒng)如圖1.1所示，適用于調(diào)速要求不高，要求可逆運行的系統(tǒng)，但其設(shè)備多、體積大、費用高、效率低、維

20、護不便。靜止可控整流器又稱V-M系統(tǒng)如圖1.2所示，通過調(diào)節(jié)觸發(fā)裝置GT的控制電壓來移動觸發(fā)脈沖的相位，即可改變Ud，從而實現(xiàn)平滑調(diào)速，控制作用快速性能好，提高系統(tǒng)動態(tài)性能，由于晶閘管的 圖2.1　旋轉(zhuǎn)變流機組供電的直流調(diào)速系統(tǒng)（G-M系統(tǒng)）原理圖 圖2.2　晶閘管—電動機調(diào)速系統(tǒng)（V-M系統(tǒng)）原理圖 單向?qū)щ娦?，它不允許電流反向，給系統(tǒng)的可逆運行造成困難；晶閘管對過電壓、過電流和過高的dV/dt與di/dt 都十分敏感，若超過允許值會在很短的時間內(nèi)損壞器件；由諧波與無功功率引起電網(wǎng)電壓波形畸變，殃及附近的用電設(shè)備，造成“電力公害”。直流斬波器和脈寬調(diào)制交換器采用PWM器件

21、如圖1.3所示，主電路線路簡單，需用的功率器件少；開關(guān)頻率高，電流容易連續(xù)，諧波少，電機損耗及發(fā)熱都較??；低速性能好，穩(wěn)速精度高，調(diào)速范圍寬，可達1:10000左右；若與快速響應(yīng)的電機配合，則系統(tǒng)頻帶寬，動態(tài)響應(yīng)快，動態(tài)抗擾能力強；功率開關(guān)器件工作在開關(guān)狀態(tài)，導通損耗小，當開關(guān)頻率適當時，開關(guān)損耗也不大，因而裝置效率較高；直流電源采用不控整流時，電網(wǎng)功率因數(shù)比相控整流器高。三種可控直流電源，V-M系統(tǒng)在上世紀60～70年代得到廣泛應(yīng)用，目前主要用于大容量系統(tǒng)。直流PWM調(diào)速系統(tǒng)作為一種新技術(shù)，發(fā)展迅速，應(yīng)用日益廣泛，特別在中、小容量的系統(tǒng)中，已取代V-M系統(tǒng)成為主要的直流調(diào)速方式。根據(jù)本此設(shè)計

22、的技術(shù)要求和特點選PWM-M系統(tǒng)。 在PWM-M系統(tǒng)中，用PWM調(diào)制的方法，把恒定的直流電源電壓調(diào)制成頻率一定、寬度可變的脈沖電壓系列，從而可以改變平均輸出電壓的大小，以調(diào)節(jié)電機轉(zhuǎn)速。PWM變換器電路有多種形式，主要分為不可逆與可逆兩大類，由于要求精度要高，故采用可逆。可逆PWM變換器主電路有多種形式，最常用的是橋式（亦稱H形）電路，電動機M兩端電壓的極性隨開關(guān)器件柵極驅(qū)動電壓極性的變化而改變，其控制方式有雙極式、單極式、受限單極式等多種，考慮到精密加工對性能要求很高，采用雙極式控制的橋式可逆PWM變換器，雙極式控制的橋式可逆PWM變換器具有電流一定連續(xù)；可使電機在四象限運行；電機停止時有微

23、振電流，能消除靜摩擦死區(qū)；低速平穩(wěn)性好，系統(tǒng)的調(diào)速范圍可達1:20000左右；低速時，每個開關(guān)器件的驅(qū)動脈沖仍較寬，有利于保證器件的可靠導通[1]。綜上所述選雙極式控制的橋式可逆PWM變換器電路供電方案。 圖2.3　PWM系統(tǒng)的原理圖 2.2.2　系統(tǒng)控制方案選擇 雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如圖2.4所示，在整個系統(tǒng)中，主要包括轉(zhuǎn)速環(huán)和電流環(huán)，其中外環(huán)為轉(zhuǎn)速環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)。在設(shè)計過程中，主要是設(shè)計轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器和電流調(diào)節(jié)器。兩個調(diào)節(jié)器可以分為模擬的和數(shù)字式的，模擬調(diào)節(jié)器一般都是用運算放大器實現(xiàn)，在物理概念上比較清晰，控制信號流向也比較直觀，一般適合于學習入門，但模擬控制系統(tǒng)的控制規(guī)

24、律體現(xiàn)在硬件電路和所用的器件上，因而線路復雜、通用性較差，其控制效果往往受到器件性能和溫度等因素的影響。 圖2.4　雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖 由于模擬控制系統(tǒng)存在這些缺點，并且隨著現(xiàn)代科學技術(shù)的發(fā)展，特別是在計算機控制技術(shù)方面，使得運用微型計算機實現(xiàn)雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的設(shè)計成為可能，并且可以達到比模擬控制系統(tǒng)更優(yōu)的控制效果。 圖2.5　采用微處理器后的雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)框圖 如圖2.5所示的為運用微處理器實現(xiàn)雙閉環(huán)直流控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖。在圖中可以看出，運用了微處理器的系統(tǒng)，在結(jié)構(gòu)上得到了很大的簡化，這樣可以使制作成本降低。微機控制系統(tǒng)不受器件溫度漂移的影響、穩(wěn)定性好、可

25、靠性高，提高了控制性能。通過軟件編程，進行邏輯判斷和復雜運算，可以實現(xiàn)不同于一般線性調(diào)節(jié)的最優(yōu)化、自適應(yīng)、非線性、智能化等控制規(guī)律，更改起來靈活方便。 現(xiàn)在微處理技術(shù)發(fā)展相當快，生產(chǎn)微處理器的生產(chǎn)廠商也很多，微處理器的型號層出不窮，他們性能各異，有通用型的，也有一些專用型的。如德州公司生產(chǎn)的的TMS320LF240X系列DSP芯片都是專用在控制電機方面的。在本系統(tǒng)設(shè)計中，采用不同的微處理器，有不一樣的方案，下面進行討論，并最終選擇一種最適合的方案。 8051是MCS-51系列單片機中的代表產(chǎn)品，它內(nèi)部集成了功能強大的中央處理器，包含了硬件乘除法器、21個專用控制寄存器、4kB的程序存儲器

26、、128字節(jié)的數(shù)據(jù)存儲器、4組8位的并行口、兩個16位的可編程定時/計數(shù)器、一個全雙工的串行口以及布爾處理器[2]。 圖2.6　采用8051處理器控制的原理框圖 如圖2.6所以是采用8051處理器設(shè)計雙閉環(huán)直流電機調(diào)速系統(tǒng)的原理框圖。本方案的優(yōu)點是選用了簡單的處理器，資源得到了充分的利用，不會造成太大的浪費，成本比較低。在檢修方面也有一定的優(yōu)勢，當電路中的某一個模塊出了問題，只要對該模塊進行修理或更換即可，其它的硬件可以繼續(xù)使用。該方案的主要不足是設(shè)計電路相對比較復雜，以軟件編程為代價實現(xiàn)調(diào)速。 采用TMS320LF2407控制設(shè)計雙閉環(huán)直流調(diào)速控制系統(tǒng)的原理框圖如圖1.7所示。

27、由圖中可看出，DSP處理器的集成程度較高，在這里用到了PWM、ADC、SPI和正交編碼脈沖電路，省去了很多外設(shè)。PWM直接輸出到H型PWM變換器， 得以控制電機的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)向；通過光電編碼器檢測電機的轉(zhuǎn)速，測得的數(shù)據(jù)直接送到 圖2.7　采用DSP處理器控制的原理框圖 DSP處理器的正交編碼器進行處理；利用霍爾傳感器主電路的電流，送到DSP處理器上集成的ADC，A/D轉(zhuǎn)換后得到數(shù)字量，由DSP處理器進行處理；可以用帶SPI技術(shù)的接口鍵盤和數(shù)碼管顯示芯片與DSP處理器的SPI外設(shè)接口相接，進而可以通過鍵盤給定速度，也可以進行調(diào)速等操作，數(shù)碼管用來顯示當前的電機轉(zhuǎn)速。這樣的設(shè)計方案在硬件結(jié)構(gòu)

28、上得到了很大的簡化，而且在軟件編程方面也帶來很大的方便，只須對一處理器內(nèi)部的一些寄存器進行編程即可，大大縮短了開發(fā)流程。這與方案一相比主要是少了一些外設(shè)，不用設(shè)計專門的PWM控制電路，不需要選擇一個分辨率滿足系統(tǒng)要求的A/D轉(zhuǎn)換器以及對速度檢測的數(shù)據(jù)進行適當?shù)恼蔚萚3]。 綜上所述的兩個方案，從控制的精確、快速、簡單和題目的要求方面考慮，對雙閉環(huán)直流控制系統(tǒng)，選擇方案二進行系統(tǒng)的設(shè)計。 2.2.3　總體結(jié)構(gòu)設(shè)計 若采用轉(zhuǎn)速負反饋和PI調(diào)節(jié)器的單閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)雖然可以在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的條件下實現(xiàn)轉(zhuǎn)速無靜差，不過當對系統(tǒng)的動態(tài)性能要求較高，例如要求快速起制動，突加負載動態(tài)速降小等等，單閉環(huán)系統(tǒng)

29、難以滿足要求，因為在單閉環(huán)系統(tǒng)中不能完全按照需要來控制動態(tài)過程的電流或轉(zhuǎn)矩，在單閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)中，只有電流截止負反饋環(huán)節(jié)是專門用來控制電流的，但它只是在超過臨界電流值以后，靠強烈的負反饋作用限制電流的沖擊，并不能很理想地控制電流的動態(tài)波形，當電流從最大值降低下來以后，電機轉(zhuǎn)矩也隨之減少，因而加速過程必然拖長。 若采用雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)，則可以近似在電機最大電流（轉(zhuǎn)矩）受限的條件下，充分利用電機的允許過載能力，使電力拖動系統(tǒng)盡可能用最大的加速度起動，到達穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)速后，又可以讓電流迅速降低下來，使轉(zhuǎn)矩馬上與負載相平衡，從而轉(zhuǎn)入穩(wěn)態(tài)運行，此時起動電流近似呈方形波，而轉(zhuǎn)速近似是線性增長的，這是在最大電流（轉(zhuǎn)

30、矩）受到限制的條件下調(diào)速系統(tǒng)所能得到的最快的起動過程。采用轉(zhuǎn)速電流雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)，在系統(tǒng)中設(shè)置了兩個調(diào)節(jié)器，分別調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)速和電流，二者之間實行串級聯(lián)接，這樣就可以實現(xiàn)在起動過程中只有電流負反饋，而它和轉(zhuǎn)速負反饋不同時加到一個調(diào)節(jié)器的輸入端，到達穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)速后，只靠轉(zhuǎn)速負反饋，不靠電流負反饋發(fā)揮主要的作用，這樣就能夠獲得良好的靜、動態(tài)性能[4]。 與帶電流截止負反饋的單閉環(huán)系統(tǒng)相比，雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)的靜特性在負載電流小于Idm時表現(xiàn)為轉(zhuǎn)速無靜差，這時，轉(zhuǎn)速負反饋起主調(diào)作用，系統(tǒng)表現(xiàn)為電流無靜差。得到過電流的自動保護。顯然靜特性優(yōu)于單閉環(huán)系統(tǒng)。在動態(tài)性能方面，雙閉環(huán)系統(tǒng)在起動和升速過程中表現(xiàn)出很快的動態(tài)

31、跟隨性，在動態(tài)抗擾性能上，表現(xiàn)在具有較強的抗負載擾動，抗電網(wǎng)電壓擾動。 綜上所述，本系統(tǒng)用一臺DSP及外部擴展設(shè)備代替模擬系統(tǒng)中速度調(diào)節(jié)器、電流調(diào)節(jié)器、觸發(fā)器、邏輯切換單元、電壓記憶環(huán)節(jié)、鎖零單元和電流自適應(yīng)調(diào)節(jié)器等，從而使直流調(diào)速系統(tǒng)實現(xiàn)DSP的控制。其硬件結(jié)構(gòu)如圖2.8所示。  圖2.8　DSP控制的直流調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖 2.2.4　系統(tǒng)的工作原理 在此DSP控制的直流調(diào)速系統(tǒng)中，速度給定、速度反饋和電流反饋信號是通過模擬光電隔離器、A/D轉(zhuǎn)換器送入計算機，計算機按照已定的控制算法計算產(chǎn)生雙脈沖，經(jīng)并行口、數(shù)字光電隔離器、功率放大器送到直流PWM變換器的控制級，從而可以改變平

32、均輸出電壓的大小，平穩(wěn)的調(diào)節(jié)電動機的速度。IGBT正反組切換由數(shù)字邏輯切換單元來完成。 第三章硬件電路設(shè)計 3.1硬件設(shè)計 硬件結(jié)構(gòu)由主電路和控制電路兩部分組成。主電路由三相不可控整流、H橋雙極性PWM電路、泵升電壓電路與直流電機構(gòu)成。H橋雙極性PWM電路驅(qū)動信號的產(chǎn)生由DSPTMS320LF2407A控制輸出。轉(zhuǎn)速的檢測采用數(shù)字測速器。它是用DSP讀取與電動機聯(lián)軸的光電編碼器輸出的脈沖數(shù)，經(jīng)DSP計算后得出轉(zhuǎn)速值。泵升電壓的控制經(jīng)與事先設(shè)定值比較后由DSP發(fā)出控制信號控制啟動泵升電壓電路，進行能量泄放，保護主電路。系統(tǒng)利用故障保護引腳產(chǎn)生的信號，及時封鎖

33、4路PWM信號。該DSP控制系統(tǒng)有完善的保護體系。 圖3.1 DSP控制雙閉環(huán)直流PWM調(diào)速系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖 3.1.1　主電路選型 電動機的額定電壓為15V，為保證供電質(zhì)量，應(yīng)采用三相降壓變壓器將電源電壓降低；為避免三次諧波電動勢的不良影響，三次諧波電流對電源的干擾，主變壓器采用D/Y聯(lián)結(jié)。 3.1.2　整流電路選擇 整流電路是電力電子中出現(xiàn)的最早的一種，它將交流電變?yōu)橹绷麟?。主要分類方法有：按組成的器件可分為不可控、半控、全控三種；按電路結(jié)構(gòu)分橋式電路和零式電路；按交流輸入相數(shù)分為單相電路和多相電路；按變壓器二次側(cè)電流的方向是單向或雙向，又

34、分為單拍電路和雙拍電路[5]。 由于工廠為三相交流電源，這里選用三相橋式電路，三相橋式中有全控和不可控，雖然全控的性能好，單需要觸發(fā)電路，勢必會增加成本，在這里為了減少設(shè)計的成本和減少程序的編寫，在這里選用三相橋式不可控整流電路，電路圖如圖2.1。 圖3.2　電容濾波的三相橋式不可控整流電路 3.1.3　PWM變換器設(shè)計 可逆PWM變換器主電路有多種形式，最常用的是橋式（亦稱H形）電路。其控制方式有雙極式、單極式、受限單極式。在第1章中已經(jīng)介紹了，這里選用雙極性，雙極性驅(qū)動是指在一個PWM周期內(nèi)，電動機電樞的電壓極性呈正負變化。 圖3.3　H型雙極可逆PWM驅(qū)動系統(tǒng)

35、圖3.3是H型雙極性可逆PWM的工作電路原理圖。4個開關(guān)組分成兩組，V1、V4為一組，V2、V3為另一組。同一組的開關(guān)管同步導通或通斷，不同組的開關(guān)管的導通與關(guān)斷正好相反。使用時要注意加“死區(qū)”，避免同一橋臂的開關(guān)管發(fā)生直通短路。 在每個PWM周期里，當控制信號Ui1高電平時，開關(guān)管V1、V4導通，此時Ui2為低電平，因此V2、V3截止，電樞繞組承受從A到B的正向電壓；當控制信號Ui1低電平時，開關(guān)管V1、V4截止，此時Ui2為高電平，因此V2、V3導通，電樞繞組承受從B到A的方向電壓，這就是所謂“雙極”。由于在一個PWM周期里電樞電壓經(jīng)歷了正反兩次變化，因此雙極性控制可逆PWM變換器的輸出

36、平均電壓Ud計算公式為： (3.1) 由式（3.1）可見，雙極性可逆PWM驅(qū)動時，電樞繞組所受的平均電壓取決于占空比ρ大小。當ρ=0時，Ud=-Us,電動機反轉(zhuǎn)，且轉(zhuǎn)速最大；當ρ=-1時，Ud=Us，電動機正轉(zhuǎn)，且轉(zhuǎn)速最大；當ρ=1/2時，Ud=0。電動機不轉(zhuǎn)。雖然此時電動機不轉(zhuǎn)，但電樞繞組中仍然有交邊電流流動，使電動機產(chǎn)生高頻振蕩，這樣振蕩有利于克服電動機負載的靜摩擦，起著所謂“動力潤滑”的作用，提高了動態(tài)性能[6]。 3.1.4　PWM調(diào)速系統(tǒng)主電路 在文章的第1章中，我已經(jīng)簡明講述了調(diào)速系統(tǒng)的主電路主要由三相不可控整流電路和PW

37、M變換器電路構(gòu)成。圖3.4所示是橋式可逆直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)主電路的原理圖。 圖3.4　橋式可逆直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)主電路的原理圖 PWM變換器的直流電源通常由交流電網(wǎng)經(jīng)不可控的二極管整流器產(chǎn)生，并采用了電容C濾波，以獲得恒定的直流電壓U。由于電容的容量較大，接加電源時相當于短路，勢必產(chǎn)生很大的充電電流，容易損壞整流二極管。為了限制充電電流，在整流器和濾波電容之間串入限流電流Ra（或電抗），合上電源后，延遲開關(guān)將Ra短路，以免在運行中造成附加損耗。 濾波電容器往往在PWM裝置的體積和重量中占有不小的份額，因此電容器容量的選擇是PWM裝置設(shè)計中的重要問題。但對于PWM變換器中的濾波電容器來說，具作

38、用除濾波外，還有當電機制動時吸收運行系統(tǒng)動能的作用。由于直流電流靠二極管整流器供電，不可能回饋電能，電機制動時只好對濾波電容充電，這將使電容兩端的電壓升高，稱作“泵升電壓”。一般來說。是由電力電子器件的耐壓限制著最高泵升電壓，因此電容量就不可能很小，一般幾千瓦的調(diào)速系統(tǒng)所需的電容量達到數(shù)千微法。 而在大容量或負載有較大慣量的系統(tǒng)中，不可能只靠電容量來限制泵升電壓，這時，可以采用圖3.4中的整流電阻Rb來消耗部分動能。Rb的分流電路靠開關(guān)器件VTb在泵升電壓達到允許數(shù)值時接通。 對于更大容量的系統(tǒng)，為了提高效率，可以在二極管整流器輸出端并接逆變器，把多余的能量逆變后回饋給電網(wǎng)。當然，這樣一來

39、，系統(tǒng)就會變得復雜多了，在這里也就不再介紹了。 3.1.5　直流電動機DSP控制和驅(qū)動電路 圖3.5是根據(jù)控制原理所設(shè)計的用TMS320LF2407A DSP實現(xiàn)直流電動機調(diào)速的控制和驅(qū)動電路。 圖3.5　直流電動機DSP控制和驅(qū)動電路 圖中采用了H型驅(qū)動電路，通過DSP的PWM輸出引腳PWM1-PWM4輸出的控制信號進行控制。用霍爾電流傳感器檢測電流變化，并通過ADCIN00引腳輸入給DSP，經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換產(chǎn)生電流反饋信號。采用增量式光電編碼器檢測電動機的速度變化，經(jīng)QEP1、QEP2腳輸入給DSP，獲得速度反饋信號[3]。它還可以很容易地實現(xiàn)位置控制。 3.1.6　速度測量

40、 速度檢測有模擬和數(shù)字兩種檢測方法。模擬測速一般采用測速發(fā)電機，其輸出電壓不僅表示了轉(zhuǎn)速的大小，還包含了轉(zhuǎn)速的方向，在調(diào)速系統(tǒng)中，轉(zhuǎn)速的方向也是不可缺少的。不過模擬測速方法的精度不夠高，在低速時更為嚴重。對于要求精度高、調(diào)速范圍大的系統(tǒng)，往往需要采用旋轉(zhuǎn)編碼器測速，即數(shù)字測速。 光電式旋轉(zhuǎn)編碼器是轉(zhuǎn)速或轉(zhuǎn)角的檢測元件，旋轉(zhuǎn)編碼器與電動機相連，當電動機轉(zhuǎn)動時，帶動碼盤旋轉(zhuǎn)，便發(fā)出轉(zhuǎn)速或轉(zhuǎn)角信號。旋轉(zhuǎn)編碼器可分為絕對式和增量式兩種。絕對式編碼器在碼盤上分層刻上表示角度的二進制數(shù)碼或循環(huán)碼，通過接受器將該數(shù)碼送入計算機。絕對式編碼器常用于檢測轉(zhuǎn)角，若需得到轉(zhuǎn)速信號，必須對轉(zhuǎn)角進行微分處理。增量式編

41、碼器在碼盤上均勻地刻制一定數(shù)量的光柵，如圖2.5所示，當電動機旋轉(zhuǎn)時，碼盤隨之一起轉(zhuǎn)動。通過光柵的作用，持續(xù)不斷地開發(fā)或封閉光通路，因此，在接收裝置的輸出端便得到頻率與轉(zhuǎn)速成正比的方波脈沖序列，從而可以計算轉(zhuǎn)速。 圖3.6　增量式旋轉(zhuǎn)編碼器示意圖 上述脈沖序列正確地反映了轉(zhuǎn)速的高低，但不能鑒別轉(zhuǎn)向。為了獲得轉(zhuǎn)速的方向，可增加一對發(fā)光與接收裝置，使兩對發(fā)光與接收裝置錯開光柵節(jié)距的1/4，則兩組脈沖序列A和B的相位相差90 o，如圖2.6所示。正轉(zhuǎn)時A相超前B相；反轉(zhuǎn)時B相超前A相。采用簡單的鑒相電路就可以分辨出方向。 圖3.7　區(qū)分旋轉(zhuǎn)方向的A、B兩組脈沖序列 若碼盤的光柵數(shù)為N

42、，則轉(zhuǎn)速分辨率為1/N，常用得旋轉(zhuǎn)編碼器光柵數(shù)有1024、2048、4096等。采用倍率電路可以有效地提高轉(zhuǎn)速分辨率，而不增加旋轉(zhuǎn)編碼器的光柵數(shù)，一般多采用四倍頻電路[3]。 采用旋轉(zhuǎn)編碼器的數(shù)字測速方法有三種：M法、T法和M/T法。 （1）M法測速。在一定的時間Tc內(nèi)測取旋轉(zhuǎn)編碼器輸出的脈沖個數(shù)M1，用以計算這段時間內(nèi)的平均轉(zhuǎn)速，稱作M法測速。把M1除以Tc就得到了旋轉(zhuǎn)編碼器輸出脈沖的頻率f1=M1/Tc,所以又稱頻率法。電動機每轉(zhuǎn)一圈共產(chǎn)生Z個脈沖（Z=倍頻系數(shù)編碼光柵數(shù)），把f1除以Z就得到電動機的轉(zhuǎn)速。在習慣上，時間Tc以秒為單位，而轉(zhuǎn)速是以每分鐘的轉(zhuǎn)數(shù)r/min為單位，則電動機的

43、轉(zhuǎn)速為： （3.2） 在上式中,Z和Tc均為常值,因此轉(zhuǎn)速n正比于脈沖個數(shù)M1。高速時M1大，量化誤差較小，隨著轉(zhuǎn)速的降低誤差增大，轉(zhuǎn)速過低時M1將小于1，測速裝置便不能正常工作。所以M法測速只適用于高速段。 （2）T法測速。在編碼器兩個相鄰輸出脈沖的間隔時間內(nèi)，用一個計數(shù)器對已知頻率為f0的高頻時鐘脈沖進行計數(shù)，并由此來計算轉(zhuǎn)速，稱為T法測速。在這里，測速時間緣于編碼器輸出脈沖的周期，所以又稱周期法。在T法測速中，準確的測速時間Tt是用所得的高頻時鐘脈沖

44、個數(shù)M2計算出來的，即Tt=M2/f0，則電動機轉(zhuǎn)速為： （3.3） 高速時M2小，量化誤差大，隨著轉(zhuǎn)速的降低誤差減小，所以T法測速適用于低速段。 （3）M/T法測速。把M法和T法結(jié)合起來，既檢測Tc時間內(nèi)旋轉(zhuǎn)編碼器輸出的脈沖個數(shù)M1，有檢測同一時間間隔的高頻時鐘脈沖個數(shù)M2，用來計算轉(zhuǎn)速，稱作M/T法測速。設(shè)高頻時鐘脈沖的頻率為f0，則準確的測速時間Tt=M2/f0，而電動機轉(zhuǎn)速為： （3.4） 采用M/T法測速時，應(yīng)保證高頻時鐘脈沖計數(shù)器與旋轉(zhuǎn)編碼器輸出脈沖計數(shù)器同時開啟與關(guān)閉，以減少誤差，只有等到編碼器輸出脈沖前沿到達時，兩個計數(shù)器才同時允許開始或者停止計數(shù)。 由于M/T

45、法的計數(shù)值M1和M2都隨著轉(zhuǎn)速的變化而變化，高速時，相當于M法測速，最低速時，M1=1，自動進入T法測速。因此，M/T法測速能適應(yīng)的轉(zhuǎn)速范圍明顯大于前兩種，是目前廣泛應(yīng)用的一種測速方法[3]。 綜上所述，本系統(tǒng)的速度測量采用數(shù)字M/T法測速。其中利用T1作為定時器，計時Tc時間產(chǎn)生中斷，旋轉(zhuǎn)編碼器輸出的脈沖個數(shù)M1由P1.6口檢測，同一時間間隔的高頻時鐘脈沖個數(shù)M2由P1.7口檢測，最后由轉(zhuǎn)速中斷程序完成轉(zhuǎn)速的測量等等。 3.1.7 電流檢測電路設(shè)計 由霍爾電流傳感器CS50-P和I/V變換電路組成。用霍爾器件進行檢測電流，由于磁場的變化與霍爾器件的輸出電壓信號有良好的線性關(guān)系，因此可

46、以利用霍爾器件測得的輸出信號，直接反應(yīng)出導線中的電流強度。CS50-P是閉環(huán)電流傳感器。額定電流3.7A，額定輸出電流50Ma，正好滿足設(shè)計要求，故選用該件。由霍爾電流傳感器測得的電流由I/V變換電路輸入給DSP引腳ADCIN00，形成電流環(huán)。 3.1.8 IGBT驅(qū)動電路設(shè)計 本設(shè)計采用雙極式H形可逆PWM變換器控制電機。四只IGBT的柵極驅(qū)動電壓分為兩組，VT1和VT4同時導通和關(guān)斷，其驅(qū)動電壓Ug1=Ug4；VT2和VT3同時導通和關(guān)斷，其驅(qū)動電壓Ug2=Ug3=-Ug1.本設(shè)計選用芯片M57215BL，四個M57215BL輸出四路信號分別控制觸發(fā)四個IGBT。M57215模塊是日

47、本三菱公司較早推出的大功率三極管驅(qū)動電路。該模塊電路成熟，應(yīng)用電路簡單，對外界環(huán)境要求不高，特別是電源適用范圍很廣。M57215模塊實際上是一塊厚膜電路，內(nèi)部集成了包括光電耦合器在內(nèi)的GTR驅(qū)動電路。該模塊分兩種規(guī)格：M57215L主要用于AC200～220V線路中；M57215BL主要用于AC400～440V線路中。本設(shè)計選用M57215BL。該模塊能直接驅(qū)動50A以下各種型號的GTR。當外加一級放大電路時，可驅(qū)動50A以上各種型號的GTR，應(yīng)用十分靈活。 內(nèi)部原理圖如圖： 圖3.8 M57215 內(nèi)部原理圖 從圖中可以看出，其原理十分簡

48、單，從引腳1和2加入控制信號，由引腳5和6輸出驅(qū)動信號。 3.1.9 TMS320LF2407A DSP的結(jié)構(gòu)介紹 TMS329LF2407A DSP屬于TI公司TMS329C2000系列定點DSP中的C24xx產(chǎn)品系列。該系列產(chǎn)品還有TMS329LF2401A、2402A、2403A、2406A和TMS329LC2401A、2402A、2404A、2406A。C24xx系列DSP兼容早期的C24xx系列DSP。其中“LF”代表內(nèi)Flash EPROM93.3V，“LC”代表低電壓CM9S（3.3V）。 TMS320LF2407A DSP有如下特點： （1） 由于采用了高性能的靜態(tài)

49、CMOS制造技術(shù)，因此給DSP具有低功耗和高 速度的特點。工作電壓3.3V，有4種低功耗工作方式。單指令周期最短為25ns(40MHz),最高運算速度可達40MIPS，四級指令執(zhí)行流水線。低功耗有利于電池的應(yīng)用場合；而高速度非常使用于電動機的實時控制。 （2）由于采用了TMS320C2xx DSP CPU內(nèi)核，因此保證了與TMS320C24x系列DSP的代碼兼容性。 （3）片內(nèi)繼承了32K字的Flash程序存儲器、2K字的單口RAM、544字的雙口RAM。因而使該芯片可用于產(chǎn)品開發(fā)?？删幊痰拿艽a保護能夠充分的維護擁護的知識產(chǎn)權(quán)。 （4）提供外擴展64K字程序存儲器、64K字數(shù)據(jù)存儲器、

50、64字I/O的能力。 （5）兩個專用于電動機控制的時間管理器（EV），每一個都包含：2個16位通用定時器；8個16位脈寬調(diào)制（PWM）輸出通道；1個能夠快速封鎖輸出的外部引腳PDPINTx(其狀態(tài)可從COMCONx寄存器獲得)；可防止上下橋臂直通的可編程死區(qū)功能；3個捕捉單元；1個增量式光電位置編碼器接口。 （6）可編程看門狗定時器，保證程序運行的安全性。 （7）16通道10為A/D轉(zhuǎn)換器，具有可編程自動排序功能，4個啟動A/D轉(zhuǎn)換的觸發(fā)源，最快A/D轉(zhuǎn)換時間為375ns。 （8）32位累加器和32位中央算術(shù)邏輯單元（CALU）；16位16位并行乘法器，可實現(xiàn)單指令周期的乘法運算；5個

51、外部中斷。 （9）串行借口SPI和SCI模塊。 （10）很寬的工作溫度范圍，普通級：-40℃~85℃；特殊級：-40℃~125℃。這些性能對于本次設(shè)計來說，具有非常重要的意義。 TMS320LF2407引腳介紹，此處只介紹與本設(shè)計相關(guān)的引腳。 CAP1/QEP1/IOPA3 捕捉輸入#1/正交編碼脈沖輸入#1（EVA）或通用I/O CAP2/QEP2/IOPA4 捕捉輸入#2/正交編碼脈沖輸入#2（EVA）或通用I/O CAP3/IOPA5 捕捉輸入#3（EVA）或通用I/O ADCIN00 ADC的模擬輸入#0 PWM1/IOPA6 比較/PWM輸出引腳#1（EVA

52、）或通用I/O PWM2/IOPA7 比較/PWM輸出引腳#2（EVA）或通用I/O PWM3/IOPA0 比較/PWM輸出引腳#3（EVA）或通用I/O PWM4/IOPB1 比較/PWM輸出引腳#4（EVA）或通用I/O PWM7/IOPE1 比較/PWM輸出引腳#7（EVA）或通用I/O PDPINTA 功率驅(qū)動保護中斷輸入引腳 TMS329LF2407A DSP的結(jié)構(gòu)才用了改進的哈佛結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)支持分離的程序和數(shù)據(jù)總線。這樣的結(jié)構(gòu)使取指令、執(zhí)行指令、數(shù)據(jù)傳送和外設(shè)控制可以并行進行，因此可以擊打的提供工作速度。 2407A DSP 可以分成三部分：DSP內(nèi)核

53、、存儲器和外圍設(shè)備。其功能結(jié)構(gòu)圖如圖4.10所示。 DSP內(nèi)核是DSP的核心，它擔負著數(shù)據(jù)運算、信號處理的任務(wù)。它包括了累器、狀態(tài)寄存器S0和S1、中央算術(shù)邏輯單元CALU、輔助寄存器、乘法器、移位器臨時寄存器T和乘積寄存器P。 存儲器包括了32K字的Flash程序存儲器、2K字的單口RAM和544字的雙口RAM（DAAM）。 外圍設(shè)備指的是DSP芯片中集成的除內(nèi)核以外的功能模塊，習慣上稱之為外設(shè)。它包括了事件管理器、ADC轉(zhuǎn)換器、SPI和SCI串行接口、 CAN接口等。 其中，在這里特別說明一下事件 管理器，TMS3

54、20LF2407A中的時 間管理器（EV）是專門為電動機控 制而設(shè)計的專用模塊。 下面具體介紹事件管理器的結(jié)構(gòu)功能： TMS320LF2407A DSP有兩 個相互獨立的事件管理器EVA和 EVB，結(jié)構(gòu)功能完全相同，每個都有 16位通用定時器、8個16位的PWM 圖4.10　TMS320LF2407A 模塊結(jié)構(gòu) 通道，三個比較單元，三個捕獲單元，兩路正交編碼脈沖電路QEP及計數(shù)方向和外部時鐘輸入，16通道的10位的最小轉(zhuǎn)換時間375ns的A/D轉(zhuǎn)換器。由于事件管理器EVA和EVB，結(jié)構(gòu)功能一樣，下面就只介紹一下管理器模塊A（EVA）的結(jié)構(gòu)功能。 事件管理器

55、A有Timer1和Timer2兩個通用定時器，它們有如下功能： （1）作為常規(guī)的定時/計數(shù)器使用； （2）用于在TxPWM引腳上輸出頻率和脈寬可調(diào)的PWM波； （3）與捕捉模塊結(jié)合測量CAPx引腳上的脈寬； （4）定時器1與比較模塊配合產(chǎn)生死區(qū)可調(diào)的6個PWM控制信號； （5）定時器2可服務(wù)于增量式光電編碼器接口，測量電動機的轉(zhuǎn)向、角位移和轉(zhuǎn)速； （6）啟動A/D轉(zhuǎn)速。 每個通用定時器包括：一個可讀寫的16位定時器增/減計數(shù)器TxCNT；一個可讀寫的16位定時器比較寄存器TxCMPR；一個可讀寫的16位定時器周期寄存器 TxPR；一個可讀寫16位的定時器控制寄存器TxCR；可選

56、擇的內(nèi)部或外部時鐘；4可屏蔽中斷——下溢、上溢、定時器比較和周期中斷。 每個通用定時器有四種可選擇的操作模式：停止/保持模式；連續(xù)遞增記數(shù)模式；定向增減記數(shù)模式；連續(xù)增減記數(shù)模式。利用這些操作模式可以產(chǎn)生周期可變和固定的各種鋸齒波及三角波。定時器比較寄存器和這些波形進行比較就可以產(chǎn)生各種PWM輸出，稱之為波形發(fā)生器。 通過配置GPTCONA/B寄存器中的相應(yīng)位來規(guī)定高有效、低有效、強制高、強制低，這樣就可以控制波形發(fā)生器的輸出，以生成不同類型功率設(shè)備所需的PWM波形，每個通用定時器都提供一個獨立的PWM輸出通道。 事件管理器A有3個比較單元，1個比較單元、1個比較控制寄存器COMCONx

57、和一個比較方式控制寄存器ACTRx。每個比較單元都有一個比較寄存器CMPRx，以及2個PWM輸出引腳。這一套組合可以使事件管理器產(chǎn)生6個帶死區(qū)的PWM輸出，用于控制三相逆變橋。 比較單元的操作功能與定時器比較積存器的操作功能相似。當定時器的計數(shù)值與比較單元的比較寄存器相等時，就會在該比較單元的兩個PWM引腳上產(chǎn)生跳變（兩個引腳的跳變與比較方式寄存器ACTRx的設(shè)置有關(guān)），并經(jīng)過1個CPU時鐘后發(fā)出比較中斷申請。 比較單元受比較控制寄存器和比較方式寄存器控制，通過這些寄存器可以設(shè)置比較輸出是否允許、比較值和方式寄存器的重載條件、PWM引腳輸出方式等。 增量式光電編碼器是電動機控制中的常用傳

58、感器，用于測量電動機輸出的角位移和轉(zhuǎn)速等信息，作為閉環(huán)控制的反饋量。TMS320LF2407A DSP提供了與這種編碼器的接口電路。 在事件管理器A中，它的編碼器接口電路使用了定時器2作為可逆計數(shù)器，來計數(shù)編碼脈沖的個數(shù)。編碼脈沖通過2個引腳QEP1/CAP1和QEP2/CAP2輸入到芯片內(nèi)部。這兩個引腳是與捕捉單元1、2復用的引腳，因此在使用編碼器接口電路時，要禁止捕捉功能。 編碼器接口電路利用輸入編碼脈沖的4個邊沿加工成4倍頻的計數(shù)脈沖信號和計數(shù)方向信號。4倍頻的計數(shù)脈沖信號有利于提高電動機角位置和角位移信號的分辨率。計數(shù)方向信號自動地控制定時器2的計數(shù)方向，而計數(shù)方向引腳TDIRA這

59、時不起作用。 在事件管理器A模塊中，對增量式編碼器脈沖電路寄存器的設(shè)置如下： 將所需的值裝載到定時器2的計數(shù)器、周期和比較寄存器中；設(shè)置T2CON為定向增/減計數(shù)方式，編碼脈沖電路作為時鐘源，并允許定時器2。 捕捉單元可用于測量捕捉引腳上輸入信號的兩個相鄰跳變間的時間間隔，因此可以測量輸入信號的頻率或周期。 事件管理器A模塊有三個捕捉單元，每個捕捉單元都有相應(yīng)的引腳CAPx，它們可以選擇定時器1或2作為計數(shù)時鐘，但CAP1、CAP2必須使用相同的計數(shù)時鐘。 每個捕捉單元都有一個2級先入先出（FIFO）堆棧，分為頂層堆棧（CAPxFIFO）和低層堆棧（CAPxFBOT）。當輸入引腳上的

60、信號發(fā)生指定跳變時，捕捉單元自動地將定時器的計數(shù)值（TxCNT）保存到堆棧中，并置中斷標志位。頂層堆棧保存舊的計數(shù)值。當對堆棧進行讀操作時，總是讀取頂層堆棧的舊值，而同時低層堆棧自動地進入頂層堆棧，所以讀操作可以清空堆棧。捕捉單元有兩種寄存器，一個是捕捉控制寄存器（CAPCONA/B），另一個是捕捉FIFO狀態(tài)寄存器（CAPFIFOA/B）。 3.1.10 鍵盤和顯示 HD7279A的選通端和CLK、DATA、分別于DSP的DSP CAP5/QEP4/IOPF0、DSP CLKOUT/IOPE0、DSP CAP6/IOPF1、DSP XINT2/ADCSOC/IOPD0相連。HD7279A

61、是一片具有串行接口的，可同時驅(qū)動8位共陰式數(shù)碼管（或64位獨立LED）的智能顯示驅(qū)動芯片，該芯片同時還可連接多達64鍵的鍵盤矩陣，單片即可完成LED顯示，鍵盤接口的全部功能。HD7279A內(nèi)部含有譯碼器，可直接接受BCD碼或16進制碼，并同時具有2種譯碼方式。HD7279A具有片選信號，可方便地實現(xiàn)多于8位的顯示或多于64鍵的鍵盤接口。本設(shè)計中前四位數(shù)碼管顯示給定速度，后四位數(shù)碼管顯示實時速度。每位數(shù)碼管對應(yīng)的二個鍵分別為增加鍵和減少鍵。 3.2　主電路中參數(shù)計算 3.2.1　變壓器二次側(cè)電壓U2的計算 U2是一個重要的參數(shù)，選擇過低就會無法保證輸出額定電壓。選擇過大又會造成延遲角α加大

62、，功率因數(shù)變壞，整流元件的耐壓升高，增加了裝置的成本。一般可按下式計算，即： （3.5） 式中Udmax --整流電路輸出電壓最大值； nUT --主電路電流回路n個晶閘管正向壓降； C -- 線路接線方式系數(shù)； Usk --變壓器的短路比，對10～100kVA，Usk =0.05～0.1； I2/I2N--變壓器二次實際工作電流與額定之比，應(yīng)取最大值。 在要求不高場合或近似估算時，可用下式計算，即：

63、 （3.6） 式中A--理想情況下，α=0 時整流電壓Ud0與二次電壓U2之比，即A=Ud0/U2；B--延遲角為α時輸出電壓Ud與Ud0之比，即B=Ud/Ud0； ε--電網(wǎng)波動系數(shù)； 1~1.2——考慮各種因數(shù)的安全系數(shù)； 根據(jù)設(shè)計要求，采用公式2.6, 由表查得 A=2.34；取ε = 0.9；α角考慮10 裕量，則 B= cos α = 0.985 取U2=8 V。電壓比K= U1

64、/U2= 380/8 =47.5。 3.2.2　一次、二次相電流I1、I2的計算 由表查得 KI1 = 0.816，KI2 = 0.816 考慮變壓器勵磁電流得： 3.2.3　變壓器容量的計算 S1=m1U1I1； （3.7） S2=m2U2I2； （3.8）

65、 S=1/2(S1+S2)； （3.9） 式中m1、m2 --一次側(cè)與二次側(cè)繞組的相數(shù)； 由表查得m1=3，m2=3 S1=m1U1I1=33800.05=57 VA S2=m2U2I2=382.448=58.752 VA S=1/2(S1+S2)=1/2（57+58.752）=57.876 VA 3.2.4　二極管整流橋VD1- VD6的選擇 考慮到工廠的交流電電壓值變化較大，其上限值取25V(1+5%)=26.25V，其幅值電壓可達26.251.414=37V[8]。山于整流橋中的二極

66、管在承受反向電壓時由兩只二極管串聯(lián)承擔，因此，選取耐壓為50V、電流為2.5A的整流橋完全可保證安全工作。 3.2.5　輸入濾波電容C0的選型研究 當交流電源停電或漏電一個周期波形時，一般希望整流輸出電壓能維持一定時間后再開始下降，取電源輸出的保持時間td=10ms。根據(jù)能量守恒定律，在td期間輸出的能量是由輸入電容C1釋放供給的，由公式： （3.10） 且考慮留有一定的余量，選濾波電容為4700μF。 3.2.6　平波電抗器的設(shè)計 為了使直流負載得到平滑的直流電流，通常在整流輸出電路中串入帶有氣隙的鐵心電抗器LD，稱平波電抗器。其主要參數(shù)有流過電抗器的電流一般是已知的，因此電抗器參數(shù)計算主要是電感量的計算。 電動機電感量LD（單位為mH）可按下式計算： （3.11） 式中UD、ID、n－直流電動機電壓、電流