開關(guān)電源設(shè)計畢業(yè)設(shè)計

《開關(guān)電源設(shè)計畢業(yè)設(shè)計》由會員分享，可在線閱讀，更多相關(guān)《開關(guān)電源設(shè)計畢業(yè)設(shè)計（42頁珍藏版）》請在裝配圖網(wǎng)上搜索。

1、 摘 要 目前開關(guān)電源的使用對象涵蓋了包括空間技術(shù)、計算機、通信、儀器儀表、汽車電子、照明電器及家用電器等領(lǐng)域，幾乎可以說是只要有電子產(chǎn)品的地方就有開關(guān)電源的用武之地。開關(guān)電源的誕生歷史雖然短暫，但是開關(guān)電源技術(shù)的發(fā)但是開關(guān)電源技術(shù)的發(fā)展卻是日新月異。 本課題以AVR128為控制核心，設(shè)計并制作了一個能輸出5V和15V的串聯(lián)型它激式調(diào)壓穩(wěn)壓措施為調(diào)寬式的開關(guān)電源。本系統(tǒng)由輔助電源模塊、整流濾波模塊、DC/DC模塊、驅(qū)動模塊、保護模塊和采樣模塊組成。輔助電源模塊主要是給單片機以及驅(qū)動模塊，采樣模塊和保護模塊中的芯片供電用；整流濾波模塊中采用橋式不可控整流和無源LC濾波器；DC/DC模塊是

2、用于實現(xiàn)電壓的轉(zhuǎn)換，該模塊中采用的是Buck電路，電路結(jié)構(gòu)簡單；驅(qū)動模塊用于驅(qū)動DC/DC模塊中的開關(guān)管，該模塊中主要運用了開關(guān)管驅(qū)動芯片IR2110，用集成芯片IR2110去驅(qū)動開關(guān)管比用模擬電路搭建的驅(qū)動電路更可靠。 該系統(tǒng)工作效率較高、能自動穩(wěn)定輸出電壓、還能在輸出過壓或者過流的時候自動保護。 關(guān)鍵詞：開關(guān)電源，整流濾波，驅(qū)動，采樣，保護模塊 Abstract At present, the use of switch power supply object covered including space te

3、chnology, computer, communication, instruments and meters, automobile electronics, electrical lighting and household appliances, etc. As long as there are electronic products, there have switch power supply animations. Though the birth of switch power supply’s history is short, the development of th

4、e technology is changing. This topic to AVR128 as control core, designed and produced a swith power supply that can output 5 V to15 V type of series of voltage regulating measures of it for the wide type of it. The systhem mposed of auxiliary power supply moudle tifier filter modules, DC/DC module

5、, driver module, protect module and sampling module. Auxiliary power supply module mainly supply power for single-chip microcomputer and driving module, sampling module and protect module . Rectifier filter modules using bridge type not controlled rectifying and passive LC filters. DC/DC module is u

6、sed to realize the transformation of the voltage.The module use Buck circuits with its circuit structure simple. Driver modules used to drive the swith tube of DC/DC module. This module mainly utilized switch tube IR2110 drive chip. And with integrated chips IR2110 to drive than analog switch tube

7、with setting up the driving circuit is more reliable.The system can automatically high work efficiency, stable output voltage, still can be protect itself when it output press or flow automatic. Key words: switching power supply, rectifier filtering, drive, sampling, protect module

8、 目 錄 摘 要 I Abstract II 1 緒言 1.1課題背景 2 1.2選題的國內(nèi)外研究現(xiàn)狀及水平、研究目標及意義 2 1.3 本課題主要的研究內(nèi)容 3 2 系統(tǒng)設(shè)計方案與論證 2.1課題研究的基本要求 4 2.2方案論證 4 2.2.1 DC/DC電路模塊方案 4 2.2.2 MOSEFT驅(qū)動電路方案 7 2.2.3 單片機選擇方案 7 2.2.4檢測采樣方案 8 2.2.5系統(tǒng)框圖 8 3 硬件電路設(shè)計 3.1變壓整流濾波電路 9 3.2輔助電源的設(shè)計 11 3.3 Buck電路參數(shù)選擇原理和計算 12 3.3.1參數(shù)選擇

9、原理 12 3.3.2 電感值的計算 15 3.3.3 濾波電容的計算 15 3.3.4開關(guān)管的選擇和開關(guān)管保護電路設(shè)計 16 3.4驅(qū)動電路的設(shè)計 18 3.5采樣電路設(shè)計 19 3.6保護電路的設(shè)計 20 4 軟件部分設(shè)計 4.1 AVR128簡介 21 4.2 PWM波的產(chǎn)生 22 4.3 AD采樣 25 5系統(tǒng)調(diào)試及結(jié)果分析 6 總結(jié)與展望 6.1 總結(jié) 30 6.2 展望 30 致 謝 31 參考文獻 32 附 錄 34 38 1 緒言 開關(guān)電源具有效率高、體積小、重量輕等特點，應(yīng)

10、用越來越廣泛，從70年代開始，并用輕量高頻變壓器替代笨重的工頻變壓器。高效的開關(guān)電源飛速發(fā)展，逐步替代傳統(tǒng)的的線性電源，開關(guān)電源不需要較大的散熱器，開關(guān)電源自20世紀90年代問世以來，便顯示出強大的生命力，并以其優(yōu)良特性倍受人們的青睞。近年來，開關(guān)電源在通信、工業(yè)自動化、航空、儀表儀器等領(lǐng)域的應(yīng)用越來越廣泛。隨著電源技術(shù)的飛速發(fā)展，開關(guān)穩(wěn)壓電源正朝著小型化、高頻化、模塊化的方向發(fā)展，高效率的開關(guān)電源已經(jīng)得到越來越廣泛的應(yīng)用。隨著高頻開關(guān)電源技術(shù)和應(yīng)用電子技術(shù)的高速發(fā)展，直流高頻開關(guān)電源依靠它的高精度、低紋波及高效率等優(yōu)越性能，正在逐步取代傳統(tǒng)的線性電源。同時，高頻開關(guān)電源系統(tǒng)的高速響應(yīng)性能、輸

11、出短路電流限制及穩(wěn)壓和穩(wěn)流等優(yōu)點也使其負載的使用壽命大大增加。評價開關(guān)電源的質(zhì)量指標應(yīng)該是以安全性、可靠性為第一原則。在電氣技術(shù)指標滿足正常使用要求的條件下，為使電源在惡劣環(huán)境及突發(fā)故障情況下安全可靠地工作，必須設(shè)計多種保護電路，比如防浪涌的軟啟動，防過壓、欠壓、過流、短路等保護電路。同時，在同一開關(guān)電源電路中，設(shè)計多種保護電路的相互關(guān)聯(lián)和應(yīng)注意的問題也要引起足夠的重視[15]。 許多功率電子節(jié)電設(shè)備，往往會變成對電網(wǎng)的污染源：向電網(wǎng)注入嚴重的高次諧波電流，使總功率因數(shù)下降，使電網(wǎng)電壓耦合出許多毛刺尖峰，甚至出現(xiàn)畸變。大量的諧波分量倒流入電網(wǎng)，造成對電網(wǎng)的諧波“污染”，一方面電流流過線路阻抗

12、造成諧波電壓降，反過來使電網(wǎng)電壓也發(fā)生畸變;另一方面，會造成電路故障，使用設(shè)備損壞。因為它沒有采用有源功率因數(shù)校正，功率因數(shù)較低，只達到 0.9，如果采用有效的功率因數(shù)校正，功率因數(shù)可以達到0.99以上。開關(guān)電源輸入端產(chǎn)生功率因數(shù)下降問題，利用有源功率因數(shù)校正電路，成本只增加5%，成功解決了這個問題。20世紀末，各種有源濾波器和有源補償器的方案誕生，有了多種校正功率因數(shù)的方法[1]。 目前市場上出售的開關(guān)電源中采用雙極性晶體管制成的100kHz、用MOSFET管制成的500kHz 電源，雖已實用化，但其頻率有待進一步提高。要提高開關(guān)頻率，就要減少開關(guān)損耗，而要減少開關(guān)損耗，就需要有高速開關(guān)

13、元器件。然而，開關(guān)速度提高后，不僅會影響周圍電子設(shè)備，還會大大降低電源本身的可靠性。對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，這樣既可減少開關(guān)損耗，同時也可控制浪涌的發(fā)生?，F(xiàn)代電力電子技術(shù)是開關(guān)電源技術(shù)發(fā)展的基礎(chǔ)。隨著新型電力電子器件和適于更高開關(guān)頻率的電路拓撲的不斷出現(xiàn)，現(xiàn)代電源技術(shù)將在實際需要的推動下快速發(fā)展。在傳統(tǒng)的應(yīng)用技術(shù)下，由于功率器件性能的限制而使開關(guān)電源的性能受到影響。為了極大發(fā)揮各種功率器件的特性，使器件性能對開關(guān)電源性能的影響減至最小，新型的電源電路拓撲和新型的控制技術(shù)，可使功率開關(guān)工作在零電壓或零電流狀態(tài)，從而可大大的提高工作頻率，提高開關(guān)電源工作效率，設(shè)計出性能優(yōu)良的開關(guān)電源

14、。 開關(guān)電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關(guān)電源小型化，并使開關(guān)電源進入更廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。另外開關(guān)電源的發(fā)展與應(yīng)用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有重要的意義。 1.1課題背景 隨著電子技術(shù)的飛速發(fā)展，電子產(chǎn)品的應(yīng)用領(lǐng)域越來越廣泛，電子設(shè)備的種類也越來越多，對供電電源的要求也越來越靈活多樣。開關(guān)電源是現(xiàn)代電子設(shè)備的“心臟供血系統(tǒng)”，他能把電網(wǎng)提供的強電和“粗電”變換成各種電器設(shè)備和儀器所需要的高穩(wěn)定度得“精電”和“細電”?，F(xiàn)代電子設(shè)備中使用的直流穩(wěn)壓電源有兩大類：線性穩(wěn)壓電源和開關(guān)性穩(wěn)壓電源。所謂線性穩(wěn)壓電源就是起

15、調(diào)整管工作在線性放大區(qū)，這種電源最大的缺點是變換效率低，一般只有35%~60%左右。開關(guān)電源的開關(guān)管工作在開關(guān)狀態(tài)，其主要優(yōu)越性就是變換效率高，可高達75%~90%。開關(guān)電源具有很大的發(fā)展前景，但是隨其高頻化帶來的問題也越來越多，所以值得研究。 1.2選題的國內(nèi)外研究現(xiàn)狀及水平、研究目標及意義 目前開關(guān)電源的使用對象涵蓋了包括空間技術(shù)、計算機、通信、儀器儀表、汽車電子、照明電器及家用電器等領(lǐng)域，幾乎可以說是只要有電子產(chǎn)品的地方就有開關(guān)電源的用武之地。開關(guān)電源的誕生歷史雖然短暫，但是開關(guān)電源技術(shù)的發(fā)展卻是日新月異。從最早的自激振蕩式（RCC）到反激振蕩式（Flyback），再到正激式（For

16、ward）。從硬開關(guān)（Hard Switching）到軟開關(guān)（Soft Switching），包括ZVS（Zero Voltage Switching）、ZCS（Zero Current Switching）。從當初60%~70%的轉(zhuǎn)換效率到現(xiàn)在的80%~90%的轉(zhuǎn)換效率（甚至更高）；從當初不考慮待機功耗到要求待機功耗必須小于1W。開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展與市場領(lǐng)域的進一步擴大，順應(yīng)了電子產(chǎn)品市場的需要[3]。 傳統(tǒng)的晶體管串聯(lián)調(diào)整穩(wěn)壓器，雖有輸出紋波小，雜音低等優(yōu)點，但是卻又有效率低，體積大而重、過載能力差等嚴重弱點，并且消耗大量有色金屬。20世紀70年代中期以來，無工頻變壓器的開關(guān)電源技術(shù)

17、風(fēng)靡世界各個工業(yè)化國家。這種電源丟掉了笨重的工頻變壓器，功率管工作在開關(guān)狀態(tài)，功率變換器以20kHz~2MHz以上的頻率工作，因此效率大大提高，體積和重量大大減小。以功率晶體管（MOSFET）為例，當開關(guān)管飽和導(dǎo)通時，漏極（Drian）和源極（Source）兩端的壓降接近零，在開關(guān)管截止時，其漏極電流為零，所以其消耗的功率低、效率高，一般可高達70%~95%。穩(wěn)壓管體積小質(zhì)量輕，調(diào)整管功率損耗較小，散熱器也隨之減小。此外，開關(guān)頻率工作在幾十千赫，濾波電容器，電感器可用較小數(shù)值的原件，允許的環(huán)境溫度也可大大提高，機內(nèi)升溫低，提高了整機的穩(wěn)定性和可靠性。而且其對電網(wǎng)的適應(yīng)能力也有較大的提高，一般串

18、聯(lián)穩(wěn)壓電源允許電網(wǎng)波動范圍為22010%，而開關(guān)型穩(wěn)壓電源在電網(wǎng)電壓從90V~264V范圍內(nèi)時，都可以獲得穩(wěn)定的輸出電壓。同時加入了功率因數(shù)校正技術(shù)，使電網(wǎng)的諧波大大減小，降低了無功功率的損耗，提高了電網(wǎng)的使用效率，滿足綠色、環(huán)保的要求[1]。 目前，在電源系統(tǒng)的體積大小方面還有大量的工作要做，對比四十年前六個大機柜組成的分立原件及小規(guī)模IC的數(shù)字計算機，其功能還不如現(xiàn)在的筆記本電腦。相比之下，我們現(xiàn)在的電源體積在電子設(shè)備中占的比例還是太大，功率密度遠遠不夠高。VICOR公司的VTM及PRM開辟了DC/DC的新篇章。然而VICOR的CEO講，電源技術(shù)水平提高的空間仍然很大，我們不能總躺在原有

19、的電路拓撲形式上，要創(chuàng)新，要走新路。 美國目前的數(shù)字電源發(fā)展速度很快，不僅對大的通信電源完成了設(shè)計及配套，而且專塊的DC/DC系統(tǒng)也已經(jīng)數(shù)字化，TI（德州儀器）、MICROCHIP（微芯國際）等都推出了相應(yīng)的產(chǎn)品，Galexy公司的DC/DC都加入了MCU或CPU，連NoteBook的適配器也進入了全數(shù)字的控制芯片時代，而且包含了對PFC及PWM兩部分的控制。 開關(guān)電源的發(fā)展方向：（1）輸入電壓通用 （2）擴大輸入電壓范圍 （3）提高輸入側(cè)功率因數(shù)。 相關(guān)技術(shù)發(fā)展：（1）SMT及自動化技術(shù)的應(yīng)用，專用集成電路的發(fā)展技術(shù) （2）軟開關(guān)技術(shù) （3）電力系統(tǒng)的管理控制智能化 （4）CAD技術(shù)的

20、應(yīng)用。 1.3 本課題主要的研究內(nèi)容 課題研究的內(nèi)容分軟件和硬件。 硬件部分設(shè)計分成以下幾個部分 （1） 輔助電源的設(shè)計。 （2） DC/DC拓撲結(jié)構(gòu)的選擇，各電感、電容參數(shù)的選擇。 （3） 驅(qū)動模塊設(shè)計。 （4） 保護電路的設(shè)計，包括繼電器的選擇等。 （5） 采樣電路的設(shè)計。 （6） 整流濾波電路的設(shè)計。 軟件部分的設(shè)計，該系統(tǒng)的軟件是在AVR128的環(huán)境中實現(xiàn)的。包括PWM波的產(chǎn)生，AD采樣和保護程序。 2 系統(tǒng)設(shè)計方案與論證 2.1課題研究的基本要求 （1） 當輸入電壓穩(wěn)定時，輸出電壓為較穩(wěn)定直流電壓，其平均值誤差不超過0.3伏； （2） 輸出電壓的紋波；

21、 （3） 整流電路采用單相橋式整流； （4） 濾波電路采用LC濾波電路； （5） 在電壓處接入電阻負載，輸出功率可達5瓦。 2.2方案論證 2.2.1 DC/DC電路模塊方案 方案一：DC/DC模塊拓撲結(jié)構(gòu)采用（Buck Chopper）降壓斬波電路[15]。電路原理圖如圖2.1所示： 圖2.1 Buck電路原理圖 Buck電路的優(yōu)點是開關(guān)管的耐壓值可以選得較低（一般在1000V以下）。工作時，輸入電壓的極性是上正下負，輸出電壓也是上正下負。在整個回路中輸入和輸出電壓的極性是相反的。在開關(guān)管截止時輸入電壓和儲能電感兩端的電壓極性是相同的，但是與輸出電壓的極性相

22、反所以加在開關(guān)管兩端的電壓Uv為輸入電壓E加上儲能電感兩端的電壓Ul再減去輸出電壓Uo，所以開關(guān)管兩端的電壓較低。 (2-1) 在t=0時刻驅(qū)動V導(dǎo)通，電源E向負載供電，負載電壓，負載電流按指數(shù)曲線上升。當時刻，控制V關(guān)斷，負載電流經(jīng)二極管D續(xù)流，負載電壓近似為零，負載電流呈指數(shù)曲線下降。為了使負載電流連續(xù)且脈動小，通常使串聯(lián)的電感L值較大。 至一個周期T結(jié)束，再驅(qū)動V導(dǎo)通，重復(fù)上一周期的過程。當電路工作于穩(wěn)態(tài)時負載電流在一個周期的初值和終值相等，負載電壓的平均值為 （2-2） 式中，為V

23、處于通態(tài)的時間；為V處于斷態(tài)的時間；T為開關(guān)周期；為導(dǎo)通占空比，簡稱占空比或者導(dǎo)通比。 由式（2-2）可知，輸出的負載的電壓平均值最大為E，減小占空比，隨之減小。負載電流平均值為 （2-3） 式中，為負載反電動勢。 方案二：DC/DC模塊拓撲結(jié)構(gòu)采用（Boost Chopper）升壓斬波電路[15]。電路原理如圖2.2所示： 圖2.2 Boost電路原理圖 Boost拓撲結(jié)構(gòu)中開關(guān)管截止時加在開關(guān)管兩端的電壓為輸入電壓和儲能電感兩端的電壓再加上輸出電壓即：

24、 （2-4） 所以相對Buck拓撲結(jié)構(gòu)電路而言Boost拓撲結(jié)構(gòu)電路中的開關(guān)管的耐壓值較高。 Boost電路的原理分析方法與Buck電路的的分析方法基本相同。首先假設(shè)電路中L值很大，電容C值也很大。當電路工作于穩(wěn)態(tài)時一個周期T內(nèi)電感L積蓄的能量與釋放的能量相等[15]，即 （2-5） 化簡得 （2-6） 式（2-6）中表示升壓比，調(diào)節(jié)其大小，即可改變輸出電壓的大小。將升壓比得倒數(shù)記作，即。則和占空比有如下的關(guān)系 （2-7） 根據(jù)電

25、路結(jié)構(gòu)并結(jié)合式（2-6）、（2-7）得出輸出電流平均值為 （2-8） 方案三、DC/DC模塊拓撲結(jié)構(gòu)采用（Buck/Boost）變換器[15]。電路原理如圖2.3所示： 圖2.3 Buck/Boost電路原理圖 該電路可以實現(xiàn)升壓也可以實現(xiàn)降壓，但是相對前面兩種方案而言控制更難。 穩(wěn)態(tài)時，一個周期內(nèi)電感L兩端電壓對時間的積分為零，即 （2-9） 當V處于通態(tài)期間，=E；而當V處于斷態(tài)期間，于是 （2-10） 所以

26、輸出電壓為 （2-11） 改變占空比，輸出電壓既可以比電源電壓高也可以比電源電壓低。當時為降壓，當時為升壓。 其他方案、采用DC/DC變換器采用正激變換器、反激變換器或者推挽變換器。這些變換器的結(jié)構(gòu)都較為復(fù)雜。 因此，根據(jù)課題研究的基本要求和其他各方面綜合考慮本系統(tǒng)采用方案一。 2.2.2 MOSEFT驅(qū)動電路方案 方案一：用驅(qū)動性能優(yōu)良的集成芯片IR2110，自舉懸浮驅(qū)動電源大大簡化了驅(qū)動電源的設(shè)計。同時，采用集成芯片設(shè)計電路可以大大減小電路設(shè)計的復(fù)雜度并且極大地提高驅(qū)動電路的可靠性。 方案二：用模擬器件搭建MOSFET驅(qū)動電路，相比集成芯片設(shè)計時

27、電路復(fù)雜難度增加，通過選擇合適的電阻，可以達到很低的功耗，給MOSFET的驅(qū)動電壓峰值會受到限制，輸入和輸出電流也受到限制。 綜合方案一和方案二本系統(tǒng)采用方案一。 2.2.3 單片機選擇方案 方案一：選一般常用的51單片機，51單片機雖然能產(chǎn)生PWM波，但是頻率太低不能滿足題目要求，需要設(shè)計外部PWM波產(chǎn)生電路。 方案二：選低功耗的MSP430單片機，由于MSP430本身的低功耗而系統(tǒng)的工作電流比較大，430單片機的隔離將會使系統(tǒng)的硬件設(shè)計難度增加。 方案三：選AVR系列的單片機，這類單片機可以產(chǎn)生多路較高頻率的PWM信號，同時，自身的驅(qū)動能力強，相比MSP430單片機，使用更加靈活

28、方便，且適合于大功率工作場合。 綜合上面的考慮本系統(tǒng)選擇AVR128單片機。 2.2.4檢測采樣方案 方案一：將已知阻值的康銅絲串在回路中，通過把康銅絲兩端壓降經(jīng)過集成運放放大后的信號送入單片機內(nèi)部進行AD采樣，從而測得到各支路電路的電流值。電壓的檢測方法是在負載兩端并聯(lián)大電阻，該電阻由兩個阻值約為3Ω的電阻串聯(lián)實現(xiàn)，用測電流相似的方法測出較小電阻的兩端壓降并放大后送往單片機，由單片機內(nèi)部AD進行采樣。 方案二：檢測方法與方案一完全相同，只是采樣的時候使用外部AD。 方案三：用直流電流、電壓互感器。 將三種法案比較，用單片機內(nèi)部AD采樣對軟件要求比外部AD采樣要求要高，但是此種方案

29、可以減少芯片的使用可以提高系統(tǒng)的效率，并且采樣的過程中還可以運用單片機本身對采樣信號進行濾波，同時還可以降低系統(tǒng)本身的制作成本。方案三大大增加了系統(tǒng)的設(shè)計成本。 因此，本系統(tǒng)選擇方案二。 2.2.5系統(tǒng)框圖 經(jīng)過系統(tǒng)各個主要模塊的方案論證得出本系統(tǒng)的系統(tǒng)框圖 圖2.4 系統(tǒng)框圖 3 硬件電路設(shè)計 對于本系統(tǒng)硬件電路的設(shè)計主要分為以下幾個方面： 1、 變壓整流濾波電路 2、 DC/DC模塊 3、 采樣反饋電路 4、 保護電路。 下面就各個部分的設(shè)計做具體分析與參數(shù)的計算。 3.1變壓整流濾波電路 本電路模塊主要采用單相不可控橋式整流電路和無源

30、濾波器來實現(xiàn)。其設(shè)計原理圖如圖3.1所示。 圖3.1 變壓整流濾波電路 由相關(guān)的電力電子技術(shù)知識可以知道，整流二極管承受的最大正向電壓和反向電壓分別為和（其中為變壓器次級繞組的輸出電壓）。在交流電源的正負半周都有整流輸出電流流過負載，在一個周期內(nèi)，整流電壓波形脈動2次，變壓器二次繞組中，正負兩個半周電流方向相反且波形對稱，平均值為零，即直流分量為零。所以不存在變壓器直流磁化問題，變壓器繞組的利用率也高。整流電壓的平均值為 （3-1） 由于此處用的是不可控整流，所以。所以整流電壓平均值為 （3-2） 向

31、負載輸出的直流平均電流值為 （3-3） 本設(shè)計中還在直流電壓的輸出側(cè)串聯(lián)了平波電抗器，串聯(lián)這個電抗器的主要目的是用來減少電流的脈動，同時還可以起到濾波的作用。 在變壓器降壓前級設(shè)計了一個由T1、C1、C7、C9、C10組成的類似型的濾波器。T1左右兩側(cè)的電感線圈匝數(shù)是相同的，在電路正常工作時，電感線圈中時不會出現(xiàn)感應(yīng)電動勢的。T1電感線圈對直流量沒有影響，但是對高頻信號起到濾波作用。 本電路設(shè)計的最大特點是在每個整流二極管的兩端并聯(lián)了一個瓷片電容C2、C3、C4、C5。這4個電容的主要作用是保護整流二極管。因為在開關(guān)S1剛閉合時，如果沒

32、有加這幾個電容，流過整流二極管的沖擊電流會很大，可能會超過二極管的最大承受電流值，導(dǎo)致整流二極管燒毀；如果加了這幾個電容，沖擊電流會先給電容充電，從而起到保護整流二極管的作用。 電路中還有一個重要的部分就是無源濾波器的設(shè)計。無源濾波器電路結(jié)構(gòu)簡單，重要的是各個元器件的選擇。這里元器件的選擇包括電容材料的選擇和容值大小的選擇，以及電感磁芯材料的選擇和電感值得選擇。開關(guān)電源EMC設(shè)計中常用的磁性材料主要是 鐵氧體、磁粉心、非晶態(tài)合金等軟磁材料。對其一般有共同的要求：①磁導(dǎo)率要高；②有很小的矯頑力和狹窄的磁滯回線；③電阻率要高；④具有較高 的飽和磁感應(yīng)強度。共模扼流圈一般在鐵氧體上繞制。因為鐵氧體

33、 的導(dǎo)磁率很高，可以獲得很大的電感量，而由于共模 扼流圈的特殊繞制方法，沒有磁芯飽和的危險。差模扼流圈一般在鐵粉磁芯上繞制。這種磁芯不易發(fā)生 飽和，但是磁導(dǎo)率較低。有時為了避免磁芯飽和，差模扼流圈在磁路開放的磁芯上繞制，通過減小磁芯中的磁通密度來避免飽和。這時要注意，電感也是一個非常高效的磁場接收器件，會將周圍的干擾收集到電感上，形成新的干擾，必要時可以采取屏蔽措施。共模扼流圈能濾除低頻噪聲。一般來說，電感值越大，對低頻(1 MHz以下)段傳導(dǎo)干擾的抑制效 果越明顯。對于錳鋅鐵氧體磁芯，增大電感量以后，1 MHz以下的干擾水平明顯降低；尤其在0.1~0.7MHz頻段內(nèi)，干擾水平下降了20dB。

34、比較后可看出，應(yīng)根據(jù)所要濾除噪聲的頻率下限選取扼流圈的電感值。共模扼流圈能濾除低頻噪聲，但電感值越大，插入損耗也越大[4]。 跨接電容Cx越大，插入損耗也越大；即使在濾除差模噪聲的時候，通路中的旁路電容也要濾除高頻噪聲，因此要用殘余電感小的電容。在用電容抑制電磁干擾時，最容易忽視的問題就是電容引線對濾波效果的影響。利用電容器的容抗與頻率成反比這一特性，將電容并聯(lián)在信號線與地線之間，可起到對高頻噪聲的旁路作用。電容的諧振頻率由等效電感(ESL)和C共同決定。電容值或電感值越大，則諧振頻率越低，電容的高頻濾波效果越差。ESL除了與電容器的種類有關(guān)外，電容的引線長度是一個十分重要的參數(shù)：引線越長，

35、則電感越大，電容的諧振頻率也越低。因此在實際工程中，要使電容器的引線盡量短。提高電容器對高頻干擾旁路效果的方法是減小引線串聯(lián)電感：一方面選擇電感小的電容種類，另一方面在安裝電容時要使電容的引線盡量短，這也包括線路板上可以等效到電容引線上的軌線長度。陶瓷電容器是理想的射頻濾波電容，其表面安裝的獨石電容雖然不是專門的干擾濾波器件，但由于它沒有引線 而具有良好的高頻特性，適合射頻濾波應(yīng)用。 所以此處無源濾波器的參數(shù)為：C1=C7=0.1uf、C9=C10=1uf、C6=C8=0.1uf、C11=C12=470uf、C13=C14=47uf、L1=L2=1mH。其中瓷片電容C1、C7、C9、C10、

36、C6、C8容值較小起濾除低頻諧波的作用，電解電容C11、C12、C13、C14容值較大起濾除高次諧波的作用。 3.2輔助電源的設(shè)計 輔助電源主要是給單片機、驅(qū)動電路的芯片、采樣電路的芯片、保護電路的芯片供電的。由于開關(guān)電源工作時會產(chǎn)生很大的高頻干擾，所以給單片機的供電電源要相當?shù)姆€(wěn)定，并且諧波成分盡量的少，處于這方面的考慮本研究中選用常用的線性穩(wěn)壓管來實現(xiàn)。這樣設(shè)計電路結(jié)構(gòu)簡單，并且可靠性高。電路原理圖如圖3.2所示 圖3.2 輔助電源電路原理圖 采用7815、7812、7805三級串聯(lián)穩(wěn)壓，這樣可以得到不同的電壓等級，給驅(qū)動電路芯片如I開關(guān)管驅(qū)動芯片IR2110，高速

37、光藕芯片6N137等其他電路的芯片供電。為了防止電路故障時因電流反流而燒毀芯片，在各穩(wěn)壓管的輸入端和輸出端反并聯(lián)了一個二極管。 3.3 Buck電路參數(shù)選擇原理和計算 3.3.1參數(shù)選擇原理 在Buck電路中的電感L和電容C組成低通濾波器，此濾波器的設(shè)計原則是，使輸出電壓的直流分量可以通過，抑制輸出電壓的開關(guān)頻率及其諧波分量通過。但是，構(gòu)建一個能夠讓直流分量通過而且完全濾除開關(guān)頻率及其諧波分量的完美的濾波器是不可能的，所以，在輸出中至少有一小部分是由于開關(guān)產(chǎn)生的高頻諧波[16]。因此，輸出電壓波形事實上如圖3.2所示，可以表達為 （3-4）

38、 圖3.2 輸出電壓波形 所以實際的輸出電壓由所需要的直流分量加少量的交流分量所組成，交流分量由低通濾波器未能完全衰減的開關(guān)諧波所產(chǎn)生。 由于直流變換器的作用使產(chǎn)生所需的直流的輸出，因此希望輸出電壓開關(guān)紋波應(yīng)很小。所以，通?？梢约僭O(shè)開關(guān)紋波的幅值遠遠小于直流分量，即 （3-5） 因此，輸出電壓近似為直流分量，而忽略其小紋波成分，即 （3-6） 上述近似稱為小紋波近似，或稱線性紋波近似，可大大簡化變換器波形的分析。 下面分析電感電流波形，進而得出電感的計算公式。通過電感電壓波形的積分可以

39、得到電感電流。開關(guān)在位置1時，電感在左側(cè)與輸入電壓相連，電路簡化為下圖3.3（a）。電感電壓為 （3-7） （a） （b） 圖3.3 DC/DC原理圖 如上所述，輸出電壓為其直流分量加小的交流紋波成分。采用小紋波近似，式（3-6）中的用其直流分量代替，得到 （3-8） 開關(guān)在位置1時，電感電壓等于，如圖3.3（b）所示。電感電壓方程為 （3-9） 在第一個子區(qū)間，由上式可以解得電

40、感電流波形的斜率為 （3-10） 由于開關(guān)在位置1時，電感電壓近似為常量，因此電感電流的變化率也近似為常數(shù)，電感電流線性上升。 當在第二個子區(qū)間，開關(guān)處于位置2時，電感的左端與參考地相連，簡化電路如圖3.3（b）所示。所以，在第二個子區(qū)間，電感電壓為 （3-11） 采用小紋波近似式（3-6）得到 （3-12） 所以，當開關(guān)處于位置2時的電感電壓為常量，如圖3.3（b）所示。將式（3-12）代入式（3-9）中，得到電感電流的斜率為

41、 （3-13） 因此，在第二個子區(qū)間，電感電流的變化率為一負的常量。 現(xiàn)在，電感電流的波形如下圖所示，電感電流從初始值開始。在第一個子區(qū)間開關(guān)處于位置1時，電感電流以斜率上升。在時刻，開關(guān)轉(zhuǎn)至位置2.然后電感電流以式（3-13）所給出的斜率下降。在時刻，開關(guān)轉(zhuǎn)回位置1，以下過程重復(fù)。 下面計算電感電流紋波。下圖3.4所示，電感電流峰值等于其直流分量I加上峰值至平均值的紋波。此峰值電流不僅流過電感，而且流過半導(dǎo)體器件。當確定這些器件的參數(shù)時，需要知道峰值電流。 圖3.4 電感電流 已知在第一個子區(qū)間中的電感電流流的斜率和第一個子區(qū)間的長度，可以計算其紋波幅值

42、，的波形關(guān)于I對稱，因此在第一個子區(qū)間中的電流上升（是紋波峰值，因此紋波峰值為）。所以 的變化量=斜率子區(qū)間長度 電感電流的紋波為 （3-14） 的典型值是在滿載時的直流分量I的10%~20%。不希望太大，否則增大流過電感和半導(dǎo)體開關(guān)器件的電流峰值，從而將增加功率損耗和體積。 可以通過選擇合適的電感值來得到所希望的電流紋波。由式（3-14）得到 （3-15） 通常式（3-15）被用來選擇Buck變換器的電感值。 把（3-16）式進一步轉(zhuǎn)化得到

43、 （3-16） 其中為Buck電路最大占空比，，為開關(guān)管的開關(guān)頻率，為最大輸出電流，為輸入電壓。 3.3.2 電感值的計算 因為開關(guān)頻率對DC-DC電路變換的效率影響非常大。如果太高，可以使充電電感和濾波電容體積減小，但是充電電感的渦流損耗，磁滯損耗及其其他元件的分別參數(shù)的影響加大造成的其他元件損耗加大。如果太低，充電電感，濾波電容的體積太大，在保證充電電感量的前提下，線圈匝數(shù)真多，銅損耗加大。綜合考慮各種因素，這里設(shè)計開關(guān)管的開關(guān)頻率，則根據(jù)實際設(shè)計，可以求得震蕩電阻為47K，震蕩電容為1000pF。 對于最大占空比，選擇（因為負載可變，輸出電壓也是可變的，所以這里選取的

44、最大占空比，使負載可變范圍加大），而最大輸出電流，，，從而可以得到 3.3.3 濾波電容的計算 而關(guān)于濾波電容的選擇，電容需要濾掉主要的開關(guān)紋波，選擇電容C足夠大，以使開關(guān)頻率時的電容值阻抗遠小于負載阻抗R，因此幾乎所有的電感電流紋波流經(jīng)電容，而流經(jīng)負載電阻阻抗R的紋波非常小，電容電流波形等于電感電流波形去掉直流成分后的交流成分。輸出濾波電容的選取決定了輸出紋波電壓，紋波電壓與電容的等效的串聯(lián)電阻ESR有關(guān)，電容的紋波電流要大于電路中的紋波電流。這里選取兩個470uf/16V的電容并聯(lián)，這樣就可以降低了等效的串聯(lián)電阻。 3.3.4開關(guān)管的選擇和開關(guān)管保護電路設(shè)計 對于Buck電路

45、，通過對電路的理想工作狀態(tài)(器件均為理想 器件，開關(guān)管快速導(dǎo)通截止，導(dǎo)通時壓降為0，輸出電壓紋波忽略不計)進行分析，可得出此電路中，晶體管上的峰值電壓即為輸入電壓Vs，峰值電流 （3-17） 其中，在臨界狀態(tài)下，為開關(guān)管V的接通時間占空比， T為開關(guān)周期。通過這個電路可以看出，開關(guān)管是變換器電路中的關(guān)鍵器件之一，在開關(guān)電源的設(shè)計中，經(jīng)常使用的開關(guān)管是MOSFET和IGBT，小功率變換器上也延 續(xù)使用雙極型晶體管，下面重點對MOSFET和IGBT的參數(shù)特性進行介紹。 功率比較小的單管變換器的主開關(guān)通常采用 MOSFET，其優(yōu)點是電壓型控制，所需要的

46、驅(qū)動功率低，低電壓器件中MOSFET的開關(guān)速度是最佳的。MOSFET主要有以下幾個參數(shù)：漏源擊穿電壓，這個電壓決定了器件的最低額定電壓；最大漏極電流，決定了管子的額定電流，主要決定于溝道寬度；閾值電壓，應(yīng)用中常將漏極上的負載短接條件下漏極電流等于1 mA時的柵極電壓定義為閾值電壓，這個值可以通過改動管子的制造工藝而調(diào)整，當環(huán)境噪聲較低時，可以選用閾值電壓較低的管子以降低所需要的輸入驅(qū)動信號電壓，而環(huán)境噪聲較高時可選用閾值電壓較高的管子以提高抗干擾能力，閾值電壓一般在1．5 V～5 V之間并隨著結(jié)溫的升高略有下降；導(dǎo)通電阻，這是一個非常重要的參數(shù)，決定了輸出電壓和自身的損耗。導(dǎo)通電阻越小的器件，

47、制作的開關(guān)電源效率越高；最高工作頻率，在漏源電壓的作用下，電子從源區(qū)通過溝道到漏區(qū)是需要一定時間的，當控制信號的周期與此時間相當時，電子就來不及跟隨信號變化，這個信號的頻率就是MOSFET的最高工作頻率；開關(guān)速度，MOSFET的這個參數(shù)是低電壓器件中最佳的；極間電容，這是影響器件開關(guān)頻率的主要因素。在這些參數(shù)中，MOSFET的耐壓值和其導(dǎo)通電阻是相關(guān)聯(lián)的，隨著耐壓值的增加，導(dǎo)通電阻也隨之增加，MOSFET的耐壓水平由芯片的電阻率和厚度決定，而MOSFET是多數(shù)載流子導(dǎo)電器件，芯片電阻率直接影響器件的導(dǎo)通電阻，通常MOSFET的導(dǎo)通電阻隨耐壓的2．4—2．6次方增加，如1000 V耐壓是3O V

48、耐壓的33．3倍，而同樣大的芯片的導(dǎo)通電阻將變?yōu)榇蠹s64倍，這也直接限制了MOSFET在高反壓器件中的應(yīng)用。如果想保持導(dǎo)通電阻基本不變就需要更大的管芯面積，就需要增加封裝尺寸。如TO220封裝的耐壓為400 V的IRF740的導(dǎo)通電阻為0．55 Q，而電阻相近的耐壓為500 V的IRF450(導(dǎo)通電阻0．4 Q)則需要TO207封裝，尺寸增加將近一倍。以TO220封裝的IRF系列為例，IRF640，IRF740，IRF840的耐壓分別為200 V，400 V，500 V，導(dǎo)通電阻為0．18 Q，0．55 12，0．812；25℃時的額定電流為28 A，l8 A，l0 A。在一般的應(yīng)用中，MOS

49、FET的開關(guān)速度實際上是受驅(qū)動電路的驅(qū)動能力影響的，極少會出現(xiàn)驅(qū)動電路的驅(qū)動能力過剩而MOSFET 的速度或自身特性限制了開關(guān)速度。而同一系列的開關(guān)管，新品對驅(qū)動電路的驅(qū)動能力的要求一般會明顯降低。因此，在選擇主開關(guān)時，盡可能的選擇新品，驅(qū)動能力的要求較低，開關(guān)速度較快。IGBT在結(jié)構(gòu)上與MOSFET類似，柵極、集電極與MOSFET完全相似，只是多了一個P+層，控制時有MOSFET的特點，導(dǎo)通時具有雙極型晶體管的特點，IGBT的特性是開通時壓降小(1000 V 的管子只有2～3 V，相對于MOSFET較小)，關(guān)斷時漏電流很小，與場效應(yīng)管相當，正局部取代大功率晶體管和一些MOSFET的應(yīng)用領(lǐng)

50、域[6]。 開關(guān)管耐壓的選擇，由于主開關(guān)的雙極型晶體管、MOSFET、IGBT的性能均隨耐壓的上升而下降，因此在選擇耐壓時并非越高越好，而是適可而止。合理的選擇主開關(guān)管的額定電壓直接影響著變換器的性能。通過了解主開關(guān)的電壓波形就可以比較準確地預(yù)計出主開關(guān)的電壓峰值。影響主開關(guān)電壓的最主要因素是占空比，其原因是根據(jù)變壓器和電感的磁通復(fù)位原則，開關(guān)管的導(dǎo)通時間與電源電壓積應(yīng)不大于開關(guān)管的關(guān)斷時間與復(fù)位電壓的乘積。占空比越大，開關(guān)管的關(guān)斷時間越短，需要的復(fù)位電壓越高。對于不同的電路拓撲和不同的控制方式，要求開關(guān)管的額定電壓將不同。其輸入不同的電壓條件下，開關(guān)管的額定電壓與電路拓撲和控制方式的關(guān)系如

51、下： (1)交流市電不帶有PFC(功率因數(shù)校正)功能。 橋式變換器：400—50o V； 推挽式變換器：800—900 V； 單端正／反激變換器：600～700 V； 單端正激變換器帶有有源箝位：600 V。 (2)交流市電帶有PFC功能。 橋式變換器：500—600 V； 推挽式變換器：900—1000 V； 單端正／反激變換器：800 V； 單端正激變換器帶有有源箝位：600 V。 (3)直流48 V電壓系統(tǒng)(35～75 V)； 橋式變換器：8O V； 推挽式變換器：200 V； 單端正／反激變換器：200 V。 綜合實際工程需要本課

52、題選擇的功率開關(guān)器件為IRF530。 當開關(guān)管兩端出現(xiàn)反偏電壓就有可能燒毀開關(guān)管，所以要設(shè)計開關(guān)管保護電路如下[16] 圖3.5 開關(guān)管保護電路 當開關(guān)管出現(xiàn)反偏電壓時，反偏電壓給C1充電，電流流經(jīng)R2、D1，對開關(guān)管V起到保護。 3.4驅(qū)動電路的設(shè)計 驅(qū)動電路的核心器件是開關(guān)管驅(qū)動芯片IR2110，其電路原理圖如下 圖3.6 驅(qū)動電路 IR2110是驅(qū)動性能優(yōu)良的集成芯片。他的自舉懸浮驅(qū)動電源可以同時驅(qū)動同一橋的上下兩個開關(guān)器件，驅(qū)動電壓高達500V，工作頻率500kHz，并具有電源欠壓保護關(guān)斷邏輯。芯片還有一個封鎖兩路輸出的保護段SD，在SD輸

53、入高電平時，路輸出均被封鎖。IR2110的這些優(yōu)點給設(shè)計帶來了極大的方便，特別是自舉懸浮驅(qū)動電源大大簡化了驅(qū)動電源的設(shè)計。IR2110的自舉電容的選擇應(yīng)滿足下式

54、 （3-18） 式中為開關(guān)管的柵極電荷。這里選擇的關(guān)管是IRF530，其值為，。所以，由上式可得： （3-19） 為了能快速有效的自舉本系統(tǒng)選擇瓷片電容,其大小為。 3.5采樣電路設(shè)計 電流檢測采用串聯(lián)電阻的方法，串聯(lián)的電阻選擇阻值隨溫度變化較小的康銅絲。由于康銅絲的阻值比較小所以獲取的采樣電壓很小，必須經(jīng)過放大電路后送入單片機進行采樣。此處的放大電路采用求差電路，除了可以放大康銅絲兩

55、端的電壓信號外，還可以解決單片機AD采樣時的“共地”問題。采樣電路中的運放選擇的是NE5534，該運放為雙電源供電的，但是在單電源供電的情況下也能正常工作。并且在調(diào)試電路的時候比用單電源供電的運放如LM741說調(diào)節(jié)的精度要高些。電路原理圖如下 圖3.7電流采樣電路路 電壓采樣電路和電流采樣電路基本相似，只是將串聯(lián)在電路中的康銅絲換成與負載并聯(lián)的大電阻，這個電阻有兩個電阻串聯(lián)而成，一大一小，比值約為。 3.6保護電路的設(shè)計 保護電路采用固態(tài)繼電器進行設(shè)計，當電路出現(xiàn)過流和過壓時通過單片機控制繼電器的開關(guān)來實現(xiàn)主電路的通斷和自動恢復(fù)。為了減少系統(tǒng)的損耗，保護電路中的固態(tài)繼電

56、器選擇的是常閉型的繼電器943-1C-6DS，該繼電器的工作電壓為12V，是本課題設(shè)計的輔助電源能輸出的，減少了電路的設(shè)計。電路原理圖如下 圖3.8 保護電路原理圖 本課題設(shè)計中所有與單片機相連的信號都通過高速光耦6N137進行隔離，采樣電路輸入單片機的信號除外。光耦在設(shè)計中的運用可以對單片機起到很大的保護作用，即使后級電路發(fā)生故障也不會引起控制核心器件AVR128的燒毀。 4 軟件部分設(shè)計 4.1 AVR128簡介 AVR單片機廢除機器周期，采用RISC，以字為指令長度單位，取指周期短，可預(yù)取指令，實現(xiàn)流水

57、作業(yè)，可高速執(zhí)行指令。有高可靠性為后盾。AVR單片機在軟/硬件開銷、速度、性能和成本多方面取得優(yōu)化平衡，是高性價比的單片機。內(nèi)嵌高質(zhì)量的 Flash程序存儲器，擦寫方便，支持ISP和IAP，便于產(chǎn)品 的調(diào)試、開發(fā)、生產(chǎn)、更新。I/O端口資源靈活、功能強大。單片機內(nèi)具備多種獨立的時鐘分頻器。高波特率的可靠通信。包括多種電路，可增強嵌入式系統(tǒng)的可靠性，電路：自動上電復(fù)位、看門狗、掉電檢測，多個復(fù)位源等具有多種省電休眠模式、寬電壓運行（2.7~5V），抗干擾能力強，可降低一般8位機中的軟件抗干擾設(shè)計的工作量和硬件的使用量。集成多種器件和多種功能，充分體現(xiàn)了單片機技術(shù)向片上系統(tǒng)SOC的發(fā)展方向過渡。

58、 本課題的軟件是在AVR128的環(huán)境下實現(xiàn)的。軟件部分主要包括PWM波的產(chǎn)生，AD采樣，PWM波占空比的調(diào)節(jié)，保護電路的程序。這樣就可以得到整個系統(tǒng)的總流程圖 圖4.5 程序系統(tǒng)流程圖 在系統(tǒng)初始化完成后，給TCCR1A和TCCR1B等寄存器進行賦值和相關(guān)的設(shè)定，使單片機輸出PWM波，在PWM波的作用下DC/DC模塊工作，通過對ADCSRA、ADEN等寄存器的設(shè)置得到AD采樣值。有單片機運算和判定和給出Uo的調(diào)節(jié)和保護輸出I/O口的輸出狀態(tài)。 4.2 PWM波的產(chǎn)生 快速PWM波的產(chǎn)生，快速PWM 模式(WGM01:0 = 3) 可用來產(chǎn)生高頻的PWM 波形?？焖貾WM

59、 模式與其他PWM模式的不同之處是其三角波工作方式( 其他PWM方式為等腰三角形方式) 。計數(shù)器從BOTTOM計到MAX，然后立即回到 BOTTOM重新開始。對于普通的比較輸出模式，輸出比較引腳OC0在TCNT0與OCR0 匹配時清零，在BOTTOM時置位；對于反向比較輸出模式，OC0的動作正好相反。由于使用了單邊斜波模式，快速PWM 模式的工作頻率比使用雙斜波的相位修正PWM 模式高一倍。 工作于快速PWM模式時，計數(shù)器的數(shù)值一直增加到MAX，然后在后面的一個時鐘周期清零。具體的時序圖圖5.1。圖中柱狀的 TCNT0表示這是單邊斜波操作。方框圖同時包含了普通的PWM輸出以及方向PWM 輸出

60、。TCNT0斜波上的短水平線表示OCR0和TCNT0的匹配比較。 計時器數(shù)值達到Max 時T/C 溢出標志TOV0 置位。如果中斷使能，中斷例程可用來更新比較值。工作于快速PWM 模式時，比較單元可以在 OC0引腳上輸出PWM 波形。設(shè)置 COM01:0為2可以產(chǎn)生普通的PWM 信號；為3則可以產(chǎn)生反向PWM 波形。要想真正輸出信號還必須將 OC0的數(shù)據(jù)方向設(shè)置為輸出。產(chǎn)生PWM波形的機理是OC0寄存器在OCR0 與TCNT0 匹配時置位( 或清零) ，以及在計數(shù)器清零( 從MAX變?yōu)锽OTTOM) 的那一個定時器時鐘周期清零( 或置位) 。輸出的PWM 頻率可以通過如下公式計算得到：

61、 （4-1） 變量N 代表分頻因子(1 、8 、32、64、128 、256 或1024) 。 OCR0 寄存器為極限值時表示快速PWM模式的一些特殊情況。若OCR0 等于BOTTOM，輸出為出現(xiàn)在第MAX+1個定時器時鐘周期的窄脈沖；OCR0 為MAX時，根據(jù)COM01:0的設(shè)定，輸出恒為高電平或低電平。通過設(shè)定OC0在比較匹配時進行邏輯電平取反(COM01:0 = 1) ，可以得到占空比為50%的周期信號。信號的最高頻率為，此時OCR0 為0 。這個特性類似于CTC模式下的OC0取反操作，不同之處在于快

62、速PWM 模式具有雙緩沖。 圖4.1 快速PWM時序圖 相位修正PWM 模式(WGM01:0 = 1) 為用戶提供了一個獲得高精度相位修正PWM 波形的方法。此模式基于雙斜線操作。計時器重復(fù)地從BOTTOM計到MAX，然后又從MAX倒退回到BOTTOM。在一般的比較輸出模式下，當計時器往MAX計數(shù)時若發(fā)生了TCNT0于OCR0 的匹配，OC0將清零為低電平；而在計時器往BOTTOM計數(shù)時若發(fā)生了TCNT0于OCR0 的匹配，OC0將置位為高電平。工作于反向輸出比較時則正好相反。與單斜線操作相比，雙斜線操作可獲得的最大頻率要小。但由于其對稱的特性，十分適合于電機控制。相位修

63、正PWM 模式的PWM 精度固定為8比特。計時器不斷地累加直到 Max ，然后開始減計數(shù)。在一個定時器時鐘周期里TCNT0的值等于MAX。時序圖可參見圖4.2。圖中TCNT0的數(shù)值用柱狀圖表示，以說明雙斜線操作。本圖同時說明了普通PWM輸出和反向PWM 的輸出。TCNT0斜線上的小橫條表示OCR0 和TCNT0的匹配。 當計時器達到BOTTOM時T/C 溢出標志位TOV0 置位。此標志位可用來產(chǎn)生中斷。工作于相位修正PWM 模式時，比較單元可以在 OC0引腳產(chǎn)生PWM 波形：將 COM01:0設(shè)置為2產(chǎn)生普通相位的PWM，設(shè) 置 COM01:0為3產(chǎn)生反向PWM信號。實際的OC0數(shù)值只有在端

64、口設(shè)置為輸出時才可以在引腳上出現(xiàn)。OCR0和TCNT0比較匹配發(fā)生時OC0寄存器將產(chǎn)生相應(yīng)的清零或置位操作，從而產(chǎn)生PWM 波形。工作于相位修正模式時PWM 頻率可由下式公式獲得： （4-2） 變量N 表示預(yù)分頻因子(1 、8、32、64、128 、256 或1024) 。 圖4.2 相位修正PWM時序圖 OCR0寄存器處于極值代表了相位修正PWM模式的一些特殊情況。在普通PWM模式下，若OCR0等于BOTTOM，輸出一直保持為低電平；若OCR0等于MAX，則輸出保持為高電平。反向PWM模式則正好相反。圖4.2中的第二個時鐘

65、周期中，即使沒有比較匹配， OCn電平也會由高變低。這樣保證關(guān)于BOTTOM對稱。在以下兩種情況下沒有比較匹配時電平發(fā)生變化，如圖4.2中OCR0A值由MAX改變。降序比較匹配時，當OCR0A值為MAX，OCn引腳的值也一樣；為保證關(guān)于BOTTOM對稱，在升序比較匹配時，OCn值為MAX時電平變化。定時器開始計數(shù)的值大于OCR0A中的值，因此少一次比較匹配，且在達到上限時OCn改變。 相位和頻率修正PWM模式，相位與頻率修正PWM 模式(WGMn3:0 = 8或9)以下簡稱相頻修正 PWM 模式可以產(chǎn)生高精度的、相位與頻率都準確的 PWM 波形。與相位修正模式類似，相頻修正 PWM 模式基于

66、雙斜坡操作。計時器重復(fù)地從 BOTTOM 計到TOP，然后又從TOP倒退回到BOTTOM。在一般的比較輸出模式下，當計時器往TOP計數(shù)時若TCNTn與OCRnx匹配，OCnx將清零為低電平；而在計時器往BOTTOM計數(shù)時TCNTn與OCRnx匹配，OCnx將置位為高電平。工作于反向輸出比較時則正好相反。與單斜坡操作相比，雙斜坡操作可獲得的最大頻率要小。但其對稱特性十分適合于電機控制。相頻修正修正PWM 模式與相位修正PWM 模式的主要區(qū)別在于OCRnx寄存器的更新時間。相頻修正修正PWM 模式的PWM 分辨率可由ICRn或OCRnA定義。最小分辨率為2比特(ICRn或OCRnA設(shè)為0x0003) ，最大分辨率為16位(ICRn 或OCRnA設(shè)為MAX)。 輸出的PWM 頻率可以通過如下公式計算得到： （4-3） AVR單片機還有其他的PWM波產(chǎn)生方式，基于本設(shè)計的需要，輸出的占空比需要是可調(diào)的，但是快速PWM模式占空比是固定的所以不合適，而相頻修正PWM模式又加大了軟件設(shè)計工作量，所以本系統(tǒng)用相位