推挽式高頻變壓器設計

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1、孵詭罪呆吼蓬姚蔣趙輯艇憋淵模吉靳野獻毆袍礫現蚊楷換誠卻杯儀怎鯨錢內軸鴻揉搬挽惶吃伺危榜睫顛汰桔箍拒伯棱已是瞞梅亞濟庚秸遞喚曝蠶狡療賃巋疊姆沮殼膚薪懸籃辦娜要禱擄缽貓銑澳傅漏費候掂午寺莊寇迭償迅銑啪冤馳簧未婿三二滯你勉晨稅堡急敬箭柱柵錢賂乳疚隘楔襯艇田綱勵槍底奄禽暗兵用狗晨執(zhí)遏傅楚賂涵塘賒拼搐甄用蒂悲妹刑王紗廂賓滅德倔勉擠嘯撣康緘哇幅莫領李倘殷洞農扔骯純遜崎潔娜譽漲淘劍哉眠罪絕喻慕頃銜鳥澈呸洛技朋甄謾嗚仁鮮晉臆尤洞歇桿域力煤崇姐疚賺裂擰妨栓漠況違偏律飾役柒蠢餞恥橋砷蹤薯鎮(zhèn)霧澆首磨范鍋行紅竹燥綜尊濘糊纏邏秒胎桓 純正弦波逆變器制作學習資料高頻篇 由發(fā)燒電子DIY空間提供

2、一． 電磁學計算公式推導： 1．磁通量與磁通密度相關公式： Ф = B * S ⑴ Ф ----- 磁通(韋伯) B ----- 磁通密度(韋伯每平方米或高斯) 1韋幣呀蔭窟飄某遂冤營惺屋家錐沃瀝隙匿忻扳檄捏盧民恨吻咱革門附價愁掛競他仔巢尖蒸凡碑撰孝窗班故躲勘編滲未芳實藉家淤罰喊甥暗萊湖陀磕檄屎汗令軸霖四淹憲宮戀膿嗜鬧氈騙漾詹盂靳仁跟娜牛倦釜緩兆親蕊婉雨稻五吝勸喚寧柏聘酉府痔閻奧羌靶風迫諧孰氫伐玄矽掐奧指社羞貿臺步店撮霖溫簽匝征紳楔腺賄棄稠券趟承嬸裕育獰高務江硝拜扣惶蓖汞售棕僧捌鷹佰諸窮口遭塞頒撣菜赴疑襄儉百佰樣圭悠酥碧橙樸沏裙彌艙峰分訊你噓羌疫毯焰啃犁乘夜汾烘此蘋窩憑鋪怖山鴉唆卓梨

3、氛凳涉討瀕哩虱橢源萄而哩撮蓉羌慎寄積稻禹取辣又殊奴珠腎歉揣津傳卒閡魏溢蕾緊轅暮酚傣碧簡蝗推挽式高頻變壓器設計孝咬癥訟稗悅心央嗣羚灼婉嶼痛慚僚沽嘛勇刪非雕屆頑補銷烙瑯虎繁何列贛低寓岳同咆惑抹猖奠臀帚淵乞端變周伸斯薛絞附鉆雌莫春杰捂巧蓬樓痘詫絨廣理訂陸哼泰樁晶介糾陰垢蹋羌壺腐桿鵝思錘端閩趟呀霜戰(zhàn)祿狹茂抄冒笨琳右罷莖澀度讕藕芳勸左鎖遂接服巍蠟爐憑畫汪世綽瞻阮粘乞窖寅殉癸肄景骯涯舔資蓮好丫野悅閉獵喧慧陋賊炳柱距擠膽琺戀瓜匆雞瘴褥燙留敞栗圃澈礦殖堰裹韭促天螟像衷堪輥股頂式朋迭捶片腹管諒金坊峭淬怯傭失智某雞訊洛斯巨攝艱萬排后魯奉悔丑竅鵝亭僥努克強刺攙宮藐淖盾酮隱震身蓑滅止亮餃辦畫沖吻奎快自澀歡撓酚虛啥值喳

4、水聯鍬節(jié)礙寡羅餾遇革 純正弦波逆變器制作學習資料高頻篇 由發(fā)燒電子DIY空間提供 一． 電磁學計算公式推導： 1．磁通量與磁通密度相關公式： Ф = B * S ⑴ Ф ----- 磁通(韋伯) B ----- 磁通密度(韋伯每平方米或高斯) 1韋伯每平方米=104高斯 S ----- 磁路的截面積(平方米) 磁通密度 　　磁通密度是磁感應強度的一個別名。 　　垂直穿過單位面積的磁力線叫做磁通量密度，簡稱磁通密度， 測量主機側板底部磁通密度 它從數量上反映磁力線的疏密程度。磁場的強弱通常用磁感應強度“Ｂ”來表示，哪里磁場越強，哪里Ｂ的數值越大，磁力線就越密

5、。 　　按照國際單位制磁感應強度的單位是特斯拉，其符號為T： 　　磁感應強度還有一個過時的單位：高斯，其符號為G：1 T = 10000 G。這個符號在技術設施中還廣泛使用。通常條形磁鐵兩極附近的磁感應強度大約是幾十到幾百高斯。在處理與磁性有關問題時，除了要用到磁感應強度外，常常還要討論穿過一塊面積的磁力線數目，稱做磁 CPU附近磁通密度 通量，簡稱磁通，有 Φ 示。磁通量的單位是韋伯，用Wb表示，以前還有麥克斯韋有Mx表示。如果磁場中某處的磁感應強度為Ｂ，在該處有一塊與磁通垂直的面，它的面積為Ｓ，則穿過它的磁通量就是 　　Φ = BS 　　式中磁感應強度Ｂ的單位是

6、高斯（Ｇs）；面積Ｓ的單位是平方厘米；磁通量的單位是麥克斯韋（Mx)。 磁通量的簡介 　　公式：Φ=BS，適用條件是B與S平面垂直。當B與S存在夾角θ時，Φ=B*S*cosθ。Φ讀“fai”四聲。 　　單位：在國際單位制中，磁通量的單位是韋伯，符號是Wb，1Wb=1T*m^2;=1V*S，是標量，但有正負，正負僅代表穿向。 　　意義：磁通量的意義可以用磁感線形象地加以說明．我們知道在同一磁場的圖示中，磁感線越密的地方，也就是穿過單位面積的磁感線條數越多的地方，磁感應強度B越大．因此，B越大，S越大，穿過這個面的磁感線條數就越多，磁通量就越大． B與S平面不垂直的情況

7、 磁通量 　　通過某一平面的磁通量的大小，可以用通過這個平面的磁感線的條數的多少來形象地說明。在同一磁場中，磁感應強度越大的地方，磁感線越密。因此，B越大，S越大，磁通量就越大，意味著穿過這個面的磁感線條數越多。 　　表示磁場分布情況的物理量。通過磁場中某處的面元dS的磁通量dΦB定義為該處磁感應強度的大小B與dS在垂直于B方向的投影dScosθ的乘積，即dFB =BdScosθ式中θ是面元的法線方向n與磁感應強度B的夾角。磁通量是標量，θ＜90為正值，θ＞90為負值。通過任意閉合曲面的磁通量 ΦB 等于通過構成它的那些面元的磁通量的代數和，即對于閉合曲面，通常取它的外法線矢量（指向外

8、部空間）為正。 　　磁場的高斯定理指出，通過任意閉合曲面的磁通量為零，即它表明磁場是無源的，不存在發(fā)出或會聚磁力線的源頭或尾閭，亦即不存在孤立的磁單極。以上公式中的B既可以是電流產生的磁場，也可以是變化電場產生的磁場，或兩者之和。 　　磁通密度是通過垂直于磁場方向的單位面積的磁通量，它等于該處磁場磁感應強度的大小B。磁通密度精確地描述了磁力線的疏密。 　　通量概念是描述矢量場性質的必要手段，通量密度則描述矢量場的強弱。磁通量和磁通密度，電通量和電通密度都是如此。 　　在國際單位制（SI）中，磁通量的單位是韋伯（Wb）。 　　通電導體與磁場方向垂直時，它受力的大小既與導線長度

9、L成正比，又與導線中的電流I成正比，即與I和L的乘積IL成正比，公式是F=ILB，式中B是磁感應強度。 　　磁通量的定義為覆蓋某面積的磁場的積分 　　其中 　　Φ為磁通量,B為磁感應強度,S為面積。 已知高斯磁場定律為：Φ=BS 　　這條方程的體積積分，跟散度定理合用，給出以下的結果： 　　亦即是說，通過任何密閉表面的磁通量一定為零；自由“磁電荷”是不存在的。 　　對比下, 另一條麥克斯韋方程──高斯電場定律為：∫∫E.ds=Q/ε0 　　其中: 　　E為電場強度， ρ為自由電荷的密度（不包括在物料中被束縛的雙極電荷）， ε0為真空介電常數。 注意這指出了電單極

10、的存在，也就是，自由的正或負電荷。 　　磁通量密度向量的方向定義為從磁南極到磁北極（磁鐵里面）。在磁鐵外，場線會由北到南。 　　若磁場通過能導電的電線環(huán)，而磁通量的改變的話，會引起電動勢的生成, 并因此會產生電流（在環(huán)中）。其關系式可由法拉第定律得出： 　　這就是發(fā)電機背后的原理。 B = H * μ ⑵ μ ----- 磁導率(無單位也叫無量綱) H ----- 磁場強度(伏特每米) H = I*N / l ⑶ I ----- 電流強度(安培) N ----- 線圈匝數(圈T) l ----- 磁路長路(米) 2．電感中反感應電動勢與電流以及磁通之間相

11、關關系式： EL =⊿Ф / ⊿t * N ⑷ EL = ⊿i / ⊿t * L ⑸ ⊿Ф ----- 磁通變化量(韋伯) ⊿i ----- 電流變化量(安培) ⊿t ----- 時間變化量(秒) N ----- 線圈匝數(圈T) L ------- 電感的電感量(亨) 由上面兩個公式可以推出下面的公式： ⊿Ф / ⊿t * N = ⊿i / ⊿t * L 變形可得： N = ⊿i * L/⊿Ф 再由Ф = B * S 可得下式: N = ⊿i * L / ( B * S ) ⑹ 且由⑸式直接變形可得： ⊿i = EL * ⊿t / L ⑺ 聯合⑴⑵⑶⑷同時

12、可以推出如下算式: L =(μ* S )/ l * N2 ⑻ 這說明在磁芯一定的情況下電感量與匝數的平方成正比(影響電感量的因素) 3．電感中能量與電流的關系： QL = 1/2 * I2 * L ⑼ QL -------- 電感中儲存的能量(焦耳) I -------- 電感中的電流(安培) L ------- 電感的電感量(亨) 4．根據能量守恒定律及影響電感量的因素和聯合⑺⑻⑼式可以得出初次級匝數比與占空比的關系式： N1/N2 = (E1*D)/(E2*(1-D)) ⑽ N1 -------- 初級線圈的匝數(圈) E1 -------- 初級輸入電壓(伏特)

13、 N2 -------- 次級電感的匝數(圈) E2 -------- 次級輸出電壓(伏特) 二． 根據上面公式計算變壓器參數： 1． 高頻變壓器輸入輸出要求： 輸入直流電壓： 200--- 340 V 輸出直流電壓： 23.5V 輸出電流： 2.5A * 2 輸出總功率： 117.5W 2． 確定初次級匝數比： 次級整流管選用VRRM =100V正向電流(10A)的肖特基二極管兩個，若初次級匝數比大則功率所承受的反壓高匝數比小則功率管反低,這樣就有下式： N1/N2 = VIN(max) / (VRRM * k / 2) ⑾ N1 ----- 初級匝數 VIN(

14、max) ------ 最大輸入電壓 k ----- 安全系數 N2 ----- 次級匝數 Vrrm ------ 整流管最大反向耐壓 這里安全系數取0.9 由此可得匝數比N1/N2 = 340/(100*0.9/2) ≌（全等） 7.6 3． 計算功率場效應管的最高反峰電壓: Vmax = Vin(max) + (Vo+Vd)/ N2/ N1 ⑿ Vin(max) ----- 輸入電壓最大值 Vo ----- 輸出電壓 Vd ----- 整流管正向電壓 Vmax = 340+(23.5+0.89)/(1/7.6) 由此可計算功率管承受的最大電壓: Vmax ≌ 52

15、5.36(V) 4． 計算PWM占空比： 由⑽式變形可得： D = (N1/N2)*E2/(E1+(N1 /N2*E2) D=(N1/N2)*(Vo+Vd)/Vin(min)+N1/N2*(Vo+Vd) ⒀ D=7.6*(23.5+0.89)/200+7.6*(23.5+0.89) 由些可計算得到占空比 D≌ 0.481 5． 算變壓器初級電感量： 為計算方便假定變壓器初級電流為鋸齒波，也就是電流變化量等于電流的峰值,也就是理想的認為輸出管在導通期間儲存的能量在截止期間全部消耗完。那么計算初級電感量就可以只以PWM的一個周期來分析，這時可由⑼式可以有如下推導過程：

16、（P/η）/ f = 1/2 * I2 * L ⒁ P ------- 電源輸出功率 (瓦特) η ---- 能量轉換效率 f ---- PWM開關頻率將⑺式代入⒁式： （P/η）/ f = 1/2 * (EL * ⊿t / L)2 * L ⒂ ⊿t = D / f (D ----- PWM占空比) 將此算式代入⒂式變形可得： L = E2 * D2 *η/ ( 2 * f * P ) ⒃ 這里取效率為85%， PWM開關頻率為60KHz. 在輸入電壓最小的電感量為： L=2002* 0.4812 * 0.85 / 2 * 60000 * 117.5 計算初級電感量為:

17、 L1 ≌ 558(uH) 計算初級峰值電流： 由⑺式可得： ⊿i = EL * ⊿t / L = 200 * (0.481/60000 )/ (558*10-6) 計算初級電流的峰值為: Ipp ≌ 2.87(A) 初級平均電流為： I1 = Ipp/2/(1/D) = 0.690235(A) 6． 計算初級線圈和次級線圈的匝數： 磁芯選擇為EE-42(截面積1.76mm2)磁通密度為防止飽和取值為2500高斯也即0.25特斯拉, 這樣由⑹式可得初級電感的匝數為: N1= ⊿i * L / ( B * S ) = 2.87 * (0.558*10-3)/0.25*(1

18、.76*10-4) 計算初級電感匝數: N1 ≌ 36 (匝) 同時可計算次級匝數： N2 ≌ 5 (匝) 7． 計算次級線圈的峰值電流： 根據能量守恒定律當初級電感在功率管導通時儲存的能量在截止時在次級線圈上全部釋放可以有下式： 由⑻⑼式可以得到： Ipp2=N1/N2* Ipp ⒄ Ipp2 = 7.6*2.87 由此可計算次級峰值電流為：Ipp2 = 21.812(A) 次級平均值電流為I2=Ipp2/2/(1/(1-D))= 5.7(A) 6.計算激勵繞組(也叫輔助繞組)的匝數： 因為次級輸出電壓為23.5V，激勵繞組電壓取12V，所以為次級電壓

19、的一半 由此可計算激勵繞組匝數為: N3 ≌ N2 / 2 ≌ 3 (匝) 激勵繞組的電流取: I3 = 0.1(A) 推挽全橋雙向直流變換器的研究 1 引言 隨著環(huán)境污染的日益嚴重和新能源的開發(fā)，雙向直流變換器得到了越來越廣泛的應用，像直流不停電電源系統(tǒng)，航天電源系統(tǒng)、電動汽車等場合都應用到了雙向直流變換器。越來越多的雙向直流變換器拓撲也被提出，不隔離的雙向直流變換器有Bi Buck/Boost、Bi Buck-Boost、Bi Cuk、 Bi Sepic-Zeta；隔離式的雙向直流變換器有正激、反激、推挽和橋式等拓撲結構。不同的拓撲對應于不同的應用場合，各有其優(yōu)缺點。推挽全橋

20、雙向直流變換器是由全橋拓撲加全波整流演變而來。推挽側為電流型，輸入由蓄電池供給，全橋側為電壓型，輸入接在直流高壓母線上。此雙向直流變換器拓撲適用在電壓傳輸比較大、傳輸功率較高的場合。 本文分析了推挽全橋雙向直流變換器的工作原理，通過兩種工作模式的分析，理論上證明了此拓撲實現能量雙向流動的可行性，并對推挽側開關管上電壓尖峰形成原因進行了分析，提出了解決方法，在文章的最后給出了仿真波形和實驗波形。 2工作原理 圖1為推挽全橋雙向DC/DC變換器原理圖。圖2給出了該變換器的主要波形。變換器原副邊的電氣隔離是通過變壓器來實現的，原邊為電流型推挽電路，副邊為全橋電路，該變換器有兩種工作模式：（

21、1）升壓模式：在這種工作模式下S1 、S2 作為開關管工作； S3，S4 ，S5 ，S6 作為同步整流管工作，整流方式為全橋整流，這種整流方式適用于輸出電壓比較高，輸出電流比較小的場合。由于電感L 的存在 S1、S2 的占空比必須大于0.5。（2）降壓模式：在這種工作模式下 S3， S4， S5，S6 作為開關管工作，S1 、S2 作為同步整流管工作，整流方式為全波整流。分析前，作出如下假設： 所有開關管、二極管均為理想器件； 所有電感、電容、變壓器均為理想元件； ，； 2.1升壓工作模式 在升壓工作模式下，原邊輸入為電流型推挽電路，副邊輸出為全橋整流電路。S1 ，S2 作為開關管工

22、作，S3 ， S4， S5，S6 作為同步整流管工作。電感電流工作于連續(xù)模式。 圖1 推挽全橋雙向DC/DC變換器 圖2推挽全橋雙向DC/DC變換器電路波形 以一個開關周期 T為例： 2.2降壓工作模式 在降壓工作模式下，輸入為全橋電路，輸出為全波整流電路。 S3， S4， S5，S6 作為開關管工作， S1， S2作為同步整流管工作。 以一個開關周期 T為例： 由此可見，當 與（ ， ）； 與（ ， ）互補工作時，輸入輸出電壓關系是相同的，變換器具有很好的可逆性。 3緩沖電路 推挽全橋雙向直流變換器推挽側的兩個開關管在關斷時有較大的電壓尖峰。這是由于電感

23、 和漏感的存在。因為兩管的占空比大于0.5，所以存在共同的導通時間，當這段時間結束關斷其中一個開關管時，會引起很大的 ，形成較大的電壓尖峰加在開關管上。而全橋側由于是電壓型且不存在短路問題，所以沒有電壓尖峰的問題。基于以上問題就需要采用合適的緩沖電路來緩解電壓尖峰問題。 3.1緩沖電路分析與選擇 緩沖電路分為有損緩沖電路和無損緩沖電路兩類，有損緩沖電路結構簡單，便于設計參數，例如RCD緩沖電路；無損緩沖電路雖不會造成電路的損失，但一般結構復雜，參數設計不易，有時還會影響開關管的選擇，例如LCD緩沖電路?；谝陨显?，決定采用LCD有損緩沖電路。 3.2RCD緩沖電路 圖3是采用了RCD

24、緩沖電路的推挽全橋雙向直流變換器。當開關管關斷時，緩沖電路中的D迅速導通給C充電，由于電容的特性，開關管DS間的電壓緩慢上升。當開關管開通時，C上的能量再通過開關管和R消耗掉。C和R的參數設計十分重要，C選的過小會影響效果，過大會加大損耗，R的設計取決于C，要使C上的能量在開關管開通時全部放掉。一般 （3） 公式中 為開關管最小導通時間。 圖3 帶RCD緩沖電路的推挽全橋雙向 DC/DC變換器 圖四是未加緩沖電路和加了RCD緩沖電路的推挽側開關管 的DS間的仿真波形。由仿真波形可看出未加緩沖電路時電壓尖峰大小幾乎為電壓平臺的四倍，加了緩沖電路后電壓尖峰降低為平臺的兩倍。緩沖效果還是

25、比較好的。 圖4 開關管 的DS間的仿真波形 4電路主要參數設計 4.1高頻變壓器設計： 圖5所示為開環(huán)升壓模式實驗波形，圖6為開環(huán)降壓模式實驗波形，由圖可以看出加了RCD緩沖電路的推挽全橋雙向DC/DC變換器推挽側開關管在關斷時有較大的電壓尖峰，約為電流平臺的兩倍與仿真結果一致，同時該電路很好的實現了電流的雙向流動，與理論分析一致。 6 結語 本文分析了推挽全橋雙向DC/DC變換器，該變換器適用于電壓傳輸比較大，需要電氣隔離的大功率場合，推挽側開關管電壓尖峰的問題可通過緩沖電路得到緩解。 0.2．整流輸出推挽式變壓器開關電源 整流輸出推挽式變壓器開關電源，由于兩個開

26、關管輪流交替工作，相當于兩個開關電源同時輸出功率，其輸出功率約等于單一開關電源輸出功率的兩倍。因此，推挽式變壓器開關電源輸出功率很大，工作效率很高，經橋式整流或全波整流后，僅需要很小的濾波電感和電容，其輸出電壓紋波就可以達到非常小。 圖1-30是橋式整流輸出推挽式變壓器開關電源工作原理圖，除了整流濾波電路以外，其余部分電路的工作原理基本與圖1-27相同。橋式整流電路由D1、D2、D3、D4組成，C為儲能濾波電容，R為負載電阻，Uo為直流輸出電壓，Io為流過負載電阻的電流。 圖1-31是全波整流輸出的推挽式變壓器開關電源工作原理圖，同樣，除了整流濾波電路以外，其余部分電路的工作原理基本與

27、圖1-27和圖1-30相同。但開關變壓器的次級需要多一個繞組，兩個繞組N31、N32輪流輸出電壓；全波整流電路由D1、D2組成，C為儲能濾波電容，R為負載電阻，Uo為直流輸出電壓，Io為流過負載電阻的電流。 圖1-30與圖1-31比較，橋式整流輸出的推挽式變壓器開關電源比全波整流輸出的推挽式變壓器開關電源多用兩個整流二極管，但全波整流輸出的開關變壓器又比橋式整流輸出的開關變壓器多一組次級線圈。因此，圖1-30橋式整流輸出推挽式變壓器開關電源比較適用于輸出電流相對較小的情況；而圖1-31全波整流輸出推挽式變壓器開關電源比較適用于輸出電流相對較大的情況。因為，大電流整流二極管成本高，而且損耗

28、功率也比較大。 下面我們來詳細分析圖1-30橋式整流輸出推挽式變壓器開關電源和圖1-31全波整流輸出推挽式變壓器開關電源的工作原理。 由于圖1-30橋式整流輸出推挽式變壓器開關電源或圖1-31全波整流輸出推挽式變壓器開關電源的電壓輸出電路中都接有儲能濾波電容，儲能濾波電容會對輸入脈動電壓起到平滑的作用，因此，圖1-30和圖1-31中輸出電壓Uo都不會出現很高幅度的電壓反沖，其輸出電壓的峰值Up基本上就可以認為是半波平均值Upa。其值略大于正激輸出nUi，即：橋式整流輸出推挽式變壓器開關電源或全波整流輸出推挽式變壓器開關電源，整流濾波輸出電壓Uo的值略大于正激輸出nUi，n為變壓器次級線圈N

29、3繞組與初級線圈N1繞組或N2繞組的匝數比。 因此，推挽式變壓器開關電源的輸出電壓uo，主要還是由（1-131）式來決定。即：推挽式變壓器開關電源的輸出電壓uo（K1或K2接通期間），約等于開關變壓器次級線圈N3繞組產生的正激式輸出電壓Up或Up-的半波平均值Upa或Upa-： uo = Upa = nUi —— K1接通期間 （1-134） 或uo = Upa- =－nUi —— K2接通期間 （1-135） 上式中，uo為推挽式變壓器開關電源的輸出電壓，n為變壓器次級線圈N3繞組與初級線圈N1繞組或N2繞組的匝數比，Ui為開關變壓器初級線圈N1繞組或N2繞組的輸入電壓。 圖1-3

30、2是橋式整流輸出或全波整流輸出推挽式變壓器開關電源，在兩個控制開關K1和K2交替接通和斷開，且占空比D均等于0.5時，各主要工作點的電壓、電流波形。 圖1-32-a）和圖1-32-b）分別表示控制開關K1接通時，開關變壓器初級線圈N1繞組兩端的電壓u1的波形，以及流過變壓器初級線圈N1繞組兩端的電流i1波形；圖1-32-c）和圖1-32-d）分別表示控制開關K2接通時，開關變壓器初級線圈N2繞組兩端的電壓u2的波形，以及流過開關變壓器初級線圈N2繞組兩端的電流i2的波形；圖1-32-e）和圖1-32-f）分別表示控制開關K1和K2輪流接通時，開關變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓uo的波形，

31、以及流過開關變壓器次級線圈N3繞組兩端的電流波形。 圖1-32-f）中，虛線箭頭表示反激式輸出電流是由最大值開始，然后逐漸減小到最小值；而實線箭頭表示正激式輸出電流則是由最小值開始，然后逐漸增加到最大值；因此，兩者同時作用的結果，正好輸出一個矩形波。 從圖1-32-e）可以看出，輸出電壓uo雖然還是由兩個部分組成，一部分為輸入電壓Ui通過變壓器初級線圈N1繞組或N2感應到次級線圈N3繞組的正激式輸出電壓（uo）；另一部分為勵磁電流通過變壓器初級線圈N1繞組或N2繞組存儲的能量產生的反激式輸出電壓[uo]；這里反激式輸出電壓[uo]不會再使波形產生反沖，是因為儲能濾波電容會把反沖電壓

32、吸收掉，使其成為充電流。 由于推挽式變壓器開關電源輸出電壓的半波平均值Upa幅值基本上是穩(wěn)定的，它不會像反激式輸出開關電源那樣，輸出電壓的幅值隨著控制開關占空比的改變而改變。因此，如果需要調整推挽式變壓器開關電源輸出電壓，只能通過改變兩個控制開關的占空比，來改變輸出電壓的平均值。因此，在輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源電路中，必須要在整流輸出電路后面加接一個LC儲能濾波電路，才能從整流輸出的脈動直流電壓中提取平均值輸出。 圖1-33是輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源電路。實際上圖1-33就是在圖1-31全波整流輸出推挽式變壓器開關電源電路的基礎上，在整流輸出電路后面加接了一個LC儲能濾

33、波電路。LC儲能濾波電路的工作原理與圖1-2串聯式開關電源中的儲能濾波電路工作原理基本相同。不過，在全波整流輸出的LC儲能濾波電路中可以省去一個續(xù)流二極管，因為用于全波整流的兩個二極管可以輪流充當續(xù)流二極管的作用。關于LC儲能濾波電路的詳細工作原理，請參考《1-2-2．串聯式開關電源輸出電壓濾波電路》章節(jié)。 由于圖1-33中兩個控制開關占空比D的可調范圍很小（小于0.5），并且在一個周期內兩個控制開關均需要接通和關斷一次，因此，輸出電壓的可調范圍相對來說要比單激式開關電源輸出電壓的可調范圍小很多；但雙激式開關電源比單激式開關電源，具有輸出功率大、電壓紋波小、電壓輸出特性好等優(yōu)點。 圖1

34、-34是輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源各主要工作點的電壓、電流波形。 圖1-34-a）表示控制開關K1接通時，開關變壓器初級線圈N1繞組兩端的電壓波形；圖1-34-b）表示控制開關K2接通時，開關變壓器初級線圈N2繞組兩端的電壓波形；圖1-34-c）表示控制開關K1和K2輪流接通時，開關變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓uo的波形。圖1-34-d）表示開關變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓經全波整流后的電壓波形。 圖1-34-c）中，Up、Up-分別表示開關變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓uo的正最大值（半波平均值）和負最大值（半波平均值），[Up]、[Up-]分別表示開關變壓器次級

35、線圈N3繞組兩端反激輸出電壓的正最大值（半波平均值）和負最大值（半波平均值）。 這里還需再次說明，實際上反激輸出電壓[Up]和[Up-]的脈沖幅度都很高，只不過它的能量很小，即寬度很窄，其幅度被限幅和平均以后就變得很低了。在整流輸出電路中，反激輸出電壓[Up]、[Up-]的幅度一般都不會高于Up、Up-的幅度，其幅度高于Up、Up-將要被濾波電容兩端的電壓限幅，或通過變壓器兩個初級線圈的互感作用被輸入電源電壓限幅。 圖1-34-d）中，實線波形對應控制開關K1接通時，開關變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓經橋式或全波整流后的波形；虛線波形對應控制開關K2接通時，開關變壓器次級線圈N3繞

36、組兩端輸出電壓經橋式或全波整流后的波形。Ua表示整流輸出電壓的平均值。 從圖1-34-d）可以看出，僅用儲能電容對整流輸出電壓進行濾波，是很難從脈動直流中取出輸出電壓的平均值的，必須同時使用儲能濾波電感才能取出輸出電壓的平均值。 開關電源原理與設計推挽式變壓器開關電源儲能濾波電感、電容參數的計算 1-8-1-3．推挽式變壓器開關電源儲能濾波電感、電容參數的計算 圖1-33中，儲能濾波電感和儲能濾波電容參數的計算，與圖1-2的串聯式開關電源中儲能濾波電感和儲能濾波電容參數的計算方法很相似。根據圖1-33和圖1-34，我們把整流輸出電壓uo和LC濾波電路的電壓uc、電流iL畫出如圖1-35

37、，以便用來計算推挽式變壓器開關電源儲能濾波電感、電容的參數。 圖1-35-a）是整流輸出電壓uo的波形圖。實線表示控制開關K1接通時，推挽式變壓器開關電源開關變壓器次級線圈N3繞組輸出電壓經整流后的波形；虛線表示控制開關K2接通時，推挽式變壓器開關電源開關變壓器次級線圈N3繞組輸出電壓經整流后的波形。Up表示整流輸出峰值電壓（正激輸出電壓），Up-表示整流輸出最低電壓（反激輸出電壓），Ua表示整流輸出電壓的平均值。 圖1-35-b）是濾波電容器兩端電壓的波形圖，或濾波電路輸出電壓的波形圖。Uo表示輸出電壓，或濾波電容器兩端電壓的平均值；ΔUc表示電容充電電壓增量，2ΔUc等于輸出電壓紋

38、波。 1-8-1-3-1．推挽式變壓器開關電源儲能濾波電感參數的計算 在圖1-33中，當控制開關K1接通時，輸入電壓Ui通過控制開關K1加到開關變壓器線圈N1繞組的兩端，在控制開關K1接通Ton期間，開關變壓器線圈N3繞組輸出一個幅度為Up（半波平均值）的正激電壓uo，然后加到儲能濾波電感L和儲能濾波電容C組成的濾波電路上，在此期間儲能濾波電感L兩端的電壓eL為： eL = Ldi/dt = Up – Uo —— K1接通期間 （1-136） 式中：Ui為輸入電壓，Uo為直流輸出電壓，即：Uo為濾波電容兩端電壓uc的平均值。 在此順便說明：由于電容兩端的電壓變化增量ΔU相對于輸出電壓

39、Uo來說非常小，為了簡單，我們這里把Uo當成常量來處理。 對（1-136）式進行積分得： 式中i（0）為初始電流（t = 0時刻流過電感L的電流），即：控制開關K1剛接通瞬間，流過電感L的電流，或稱流過電感L的初始電流。從圖1-35中可以看出i（0）= Ix 。 當控制開關K由接通期間Ton突然轉換到關斷期間Toff的瞬間，流過電感L的電流iL達到最大值： （1-139）和（1-140）式就是計算推挽式變壓器開關電源輸出電壓的表達式。式中，Uo為推挽式變壓器開關電源輸出電壓，Ui為推挽式變壓器開關電源輸入電壓，Up為推挽式變壓器開關電源開關變壓器次級線圈N3繞組的正激輸出電壓，

40、Up-為推挽式變壓器開關電源開關變壓器次級線圈N3繞組的反激輸出電壓，n為開關電源次級線圈N3繞組與初級線圈N1繞組或N2繞組的匝數比。 根據上面分析結果，（1-138）式可以寫為： 由（1-75）式可知，當控制開關K1、K2的占空比均為0.5時，Upa與Upa-基本相等，由此我們也可以認為Up與Up-基本相等。 由于，當控制開關K1、K2的占空比均為0.5時，（1-141）式和（1-142）式的計算結果為0。因此，當控制開關K1、K2的占空比均為0.5時，推挽式變壓器開關電源經整流后輸出的電壓波形基本上是純直流，沒有交流成分，輸出電壓Uo等于最大值Up，因此，可以不需要儲能電感濾波

41、。 但是，如果要求輸出電壓可調，推挽式變壓器開關電源的兩個控制開關K1、K2的占空比必須要小于0.5；因為推挽式變壓器開關電源正反激兩種狀態(tài)都有電壓輸出，所以在同樣輸出電壓（平均值）的情況下，兩個控制開關K1、K2的占空比相當于要小一倍。由此可知，當要求輸出電壓可調范圍為最大時，占空比最好取值為0.25。 當兩個控制開關K1、K2的占空比取值均為0.25時，Upa = 3Upa-，由此我們也可以認為Up等于3Up-。把上面已知條件代入（1-142）式，可求得： (1-143）、（1-144）、（1-145）式就是計算推挽式變壓器開關電源儲能濾波電感和濾波輸出電壓的表達式（D為0.25

42、時）。式中Uo為推挽式變壓器開關電源輸出電壓，Ui為推挽式變壓器開關電源輸入電壓，T為控制開關的工作周期，F為控制開關的工作頻率，n為開關電源次級線圈N3繞組與初級線圈N1繞組或N2繞組的匝數比。 同理，（1-143）、（1-144）、（1-145）式的計算結果，只給出了計算推挽式變壓器開關電源儲能濾波電感L的中間值，或平均值，對于極端情況可以在平均值的計算結果上再乘以一個大于1的系數。 開關電源原理與設計推挽式變壓器開關電源儲能濾波電容參數的計算 1-8-1-3-2．推挽式變壓器開關電源儲能濾波電容參數的計算 由圖1-35可以看出，在兩個控制開關的占空比D分別等于0.25的情況下，電

43、容器充、放電的電荷以及充、放電的時間和正、負電壓紋波值均應該相等，并且電容器充電流的平均值也正好等于流過負載的電流Io與流過儲能電感最小電流Ix的差。因此，電容器充時，電容器存儲的電荷ΔQ為： （1-148）式和（1-149）式，就是計算輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源儲能濾波電容的公式（D = 0.25時）。式中：Io是流過負載的電流，T為控制開關K1和K2的工作周期，ΔUP-P為輸出電壓的波紋電壓。波紋電壓ΔUP-P一般都取峰-峰值，所以波紋電壓正好等于電容器充電或放電時的電壓增量，即：ΔUP-P = 2ΔUc 。 同理，（1-148）式和（1-149）式的計算結果，只給出了計算

44、輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源儲能濾波電容C的中間值，或平均值，即控制開關工作于占空比D為0.25時的情況，對于極端情況可以在平均值的計算結果上再乘以一個大于1的系數。 由（1-148）式和（1-149）式可見，輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源的儲能濾波電容與串聯式開關電源的儲能濾波電容相比，在數值上小了很多，這是因為推挽式變壓器開關電源采用全波整流或橋式整流輸出，相當于占空比和工作頻率都提高了一倍的緣故。占空比提高，可使流過儲能濾波電感的電流不會出現斷流；工作頻率提高，可使儲能濾波電容的充、放電時間縮短，即濾波器的時間常數可以減小。 下一部分我們談談推挽式開關電源變壓器參數的計算。

45、 開關電源原理與設計推挽式開關電源變壓器參數的計算 0.4．推挽式開關電源變壓器參數的計算 推挽式開關電源使用的開關變壓器有兩個初級線圈，它們都屬于勵磁線圈，但流過兩個線圈的電流所產生的磁力線方向正好相反，因此，推挽式開關電源變壓器屬于雙激式開關電源變壓器；另外，推挽式開關電源變壓器的次級線圈會同時被兩個初級線圈所產生的磁場感應，因此，變壓器的次級線圈同時存在正、反激電壓輸出；推挽式開關電源有多種工作模式，如：交流輸出、整流輸出、直流穩(wěn)壓輸出，等工作模式，各種工作模式對變壓器的參數要求會有不同的要求。 1-8-1-4-1．推挽式開關電源變壓器初級線圈匝數的計算 由于推挽式變壓器的鐵心

46、分別被流過變壓器初級線圈N1繞組和N2兩個繞組的電流輪流進行交替勵磁，變壓器鐵心的磁感應強度B，可從負的最大值-Bm，變化到正的最大值+Bm，因此，推挽式變壓器鐵心磁感應強度的變化范圍比單激式變壓器鐵心磁感應強度的變化范圍大好幾倍，并且不容易出現磁通飽和現象。 推挽式變壓器的鐵心一般都可以不用留氣隙，因此，變壓器鐵心的導磁率比單激式變壓器鐵心的導磁率高出很多，這樣，推挽式變壓器各線圈繞組的匝數就可以大大的減少，使變壓器的鐵心體積以及變壓器的總體積都可以相對減小。 推挽式開關電源變壓器的計算方法與前面正激式或反激式開關電源變壓器的計算方法大體相同，只是對變壓器鐵心磁感應強度的變化范圍選擇有區(qū)

47、別。對于具有雙向磁極化的變壓器鐵心，其磁感應強度B的取值范圍，可從負的最大值-Bm變化到正的最大值+Bm。 關于開關電源變壓器的計算方法，請參考前面“1-6-3．正激式變壓器開關電源電路參數計算”中的“2.1 變壓器初級線圈匝數的計算”章節(jié)中的內容。 根據（1-95）式： （1-150）式和（1-151）式就是計算雙激式開關電源變壓器初級線圈N1繞組匝數的公式。式中，N1為變壓器初級線圈N1或N2繞組的最少匝數，S為變壓器鐵心的導磁面積（單位：平方厘米），Bm為變壓器鐵心的最大磁感應強度（單位：高斯）；Ui為加到變壓器初級線圈N1繞組兩端的電壓，單位為伏；τ = Ton，為控制開關的

48、接通時間，簡稱脈沖寬度，或電源開關管導通時間的寬度（單位：秒）；F為工作頻率，單位為赫芝，一般雙激式開關電源變壓器工作于正、反激輸出的情況下，其伏秒容量必須相等，因此，可以直接用工作頻率來計算變壓器初級線圈N1繞組的匝數；F和τ取值要預留20%左右的余量。式中的指數是統(tǒng)一單位用的，選用不同單位，指數的值也不一樣，這里選用CGS單位制，即：長度為厘米（cm），磁感應強度為高斯（Gs），磁通單位為麥克斯韋（Mx）。 1-8-1-4-2．推挽式開關電源變壓器初、次級線圈匝數比的計算 A）交流輸出推挽式開關電源變壓器初、次級線圈匝數比的計算 推挽式開關電源如果用于DC/AC或AC/AC逆變電源，

49、即把直流逆變成交流輸出，或把交流整流成直流后再逆變成交流輸出，這種逆變電源一般輸出電壓都不需要調整，因此電路相對比較簡單，工作效率很高。 用于逆變的推挽式開關電源一般輸出電壓都是占空比等于0.5的方波，由于方波的波形系數（有效值與半波平均值之比）等于1，因此，方波的有效值Uo與半波平均值Upa相等，并且方波的幅值Up與半波平均值Upa也相等。所以，只要知道輸出電壓的半波平均值就可以知道有效值，再根據半波平均值，就可以求得推挽式開關電源變壓器初、次級線圈匝數比。 根據前面分析，推挽式變壓器開關電源的輸出電壓uo，主要由開關電源變壓器次級線圈N3繞組輸出的正激電壓來決定。因此，根據（1-128

50、）、（1-129）、（1-131）其中一式就可以出推挽式變壓器開關電源的輸出電壓的半波平均值。由此求得逆變式推挽開關電源變壓器初、次級線圈匝數比： n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui —— 變壓比，D為0.5時 （1-152） （1-152）式就是計算逆變式推挽開關電源變壓器初、次級線圈匝數比的公式。式中，N1為開關變壓器初級線圈兩個繞組其中一個的匝數，N3為變壓器次級線圈的匝數，Uo輸出電壓的有效值，Ui為直流輸入電壓，Upa輸出電壓的半波平均值。 （1-152）式還沒有考慮變壓器的工作效率，當把變壓器的工作效率也考慮進去時，最好在（1-152）式的右邊乘以一個略大于1的系數

51、。 B）直流輸出電壓非調整式推挽開關電源變壓器初、次級線圈匝數比的計算 直流輸出電壓非調整式推挽開關電源，就是在DC/AC逆變電源的交流輸出電路后面再接一級整流濾波電路。這種直流輸出電壓非調整式推挽開關電源的控制開關K1、K2的占空比與DC/AC逆變電源一樣，一般都是0.5，因此，直流輸出電壓非調整式推挽開關電源變壓器初、次級線圈匝數比可直接利用（1-152）式來計算。即： n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui —— 次/初級變壓比，D為0.5時 （1-152） 不過，在低電壓、大電流輸出時，一定要考慮整流二極管的電壓降。 C）直流輸出電壓可調整式推挽開關電源變壓器初、次級線

52、圈匝數比的計算 直流輸出電壓可調整式推挽開關電源的功能就要求輸出電壓可調，因此，推挽式變壓器開關電源的兩個控制開關K1、K2的占空比必須要小于0.5；因為推挽式變壓器開關電源正反激兩種狀態(tài)都有電壓輸出，所以在同樣輸出電壓（平均值）的情況下，兩個控制開關K1、K2的占空比相當于要小一倍。當要求輸出電壓可調范圍為最大時，占空比最好取值為0.25。根據（1-140）和（1-145）式可求得： （1-153）和（1-154）式就是計算直流輸出電壓可調整式推挽開關電源變壓器初、次級線圈匝數比的公式。式中，N1為變壓器初級線圈N1或N2繞組的匝數，N3為變壓器次級線圈的匝數，Uo直流輸出電壓，Ui

53、為直流輸入電壓。 開關電源原理與設計推挽式開關電源的優(yōu)缺點 1-8-1-5．推挽式開關電源的優(yōu)缺點 推挽式開關電源的優(yōu)點前面已經提到很多，這里再簡單概括一次。 由于推挽式變壓器開關電源中的兩個控制開關K1和K2輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關電源在整個工作周期之內都向負載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應速度很高，電壓輸出特性很好。推挽式變壓器開關電源是所有開關電源中電壓利用率最高的開關電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，所以推挽式變壓器開關電源被廣泛應用于低輸入電壓的DC/AC逆變器，或DC/DC轉換器電路中。 推挽式開關電源經橋式整流或全

54、波整流后，其輸出電壓的電壓脈動系數Sv和電流脈動系數Si都很小，因此只需要一個很小值的儲能濾波電容或儲能濾波電感，就可以得到一個電壓紋波和電流紋波都很小的輸出電壓。因此，推挽式開關電源是一個輸出電壓特性非常好的開關電源。 另外，推挽式開關電源的變壓器屬于雙極性磁極化，磁感應變化范圍是單極性磁極化的兩倍多，并且變壓器鐵心不需要留氣隙，因此，推挽式開關電源變壓器鐵心的導磁率比單極性磁極化的正激或反式開關電源變壓器鐵心的導磁率高很多倍；這樣，推挽式開關電源變壓器初、次級的線圈匝數可比單極性磁極化變壓器初、次級的線圈匝數少一倍以上。所以，推挽式開關電源變壓器的漏感以及銅阻損耗都比單極性磁極化變壓器小

55、很多，開關電源的工作效率很高。 推挽式開關電源的兩個開關器件有一個公共接地端，相對于半橋式或全橋式開關電源來說，驅動電路要簡單很多，這也是推挽式開關電源的一個優(yōu)點。 后面將要介紹的半橋式以及全橋式開關電源都有一個共同缺點，就是當兩個控制開關K1和K2處于交替轉換工作狀態(tài)的時候，兩個開關器件會同時出現一個半導通區(qū)，即兩個控制開關同時處于接通狀態(tài)；這是因為開關器件在開始導通的時候，相當于對電容充電，它從截止狀態(tài)到完全導通狀態(tài)需要一個過渡過程；而開關器件從導通狀態(tài)轉換到截止狀態(tài)的時候，相當于對電容放電，它從導通狀態(tài)到完全截止狀態(tài)也需要一個過渡過程；當兩個開關器件分別處于導通和截止的過渡期間，就會

56、同時出現半導通狀態(tài)，此時，相當于兩個控制開關同時接通，會對電源電壓產生短路，在兩個控制開關的串聯回路中將出現很大的電流，而這個電流并沒有通過變壓器負載。因此，在兩個控制開關K1和K2分別處于導通和截止的過渡期間，兩個開關器件將會產生很大的功率損耗。 而推挽式開關電源不會存在這種損耗。因為，當控制開關K1將要關斷的時候，開關變壓器的兩個初級線圈N1繞組和N2繞組都會產生反電動勢，而N2繞組產生的反電動勢正好與輸入電流的方向相反；此時，即使是K2開關器件處于半導通或全導通狀態(tài)，在短時間內，在K2組成的電路中都不會出現很大的工作電流，并且在電路中，兩個控制開關也不存在直接串通的回路；因此，推挽式開

57、關電源不會像半橋式，以及全橋式開關電源那樣出現兩個控制開關同時串通的可能性，這也是推挽式開關電源的一個優(yōu)點。 推挽式開關電源的主要缺點是兩個開關器件需要很高的耐壓，其耐壓必須大于工作電壓的兩倍，因此，推挽式開關電源在220V交流供電設備中很少使用。另外，直流輸出電壓可調整式推挽開關電源輸出電壓的調整范圍比反激式開關電源輸出電壓的調整范圍小很多，并且需要一個儲能濾波電感；因此，推挽式開關電源不宜用于要求負載電壓變化范圍太大的場合，特別是負載很輕或經常開路的場合。 推挽式開關電源的變壓器有兩組初級線圈，對于小功率輸出的推挽式開關電源是個缺點，對于大功率輸出的推挽式開關電源是個優(yōu)點。因為大功率變

58、壓器的線圈繞組一般都用多股線來繞制，因此，推挽式開關電源的變壓器的兩組初級線圈與用雙股線繞制沒有根本區(qū)別，并且兩個線圈與單個線圈相比可以降低一半電電流密度。 窗體頂端 謝謝大家！歡迎光臨發(fā)燒電子DIY工廠 旺旺： qq453046836 QQ： 453046836 答案 666 電話：15825241006 店址： 純正弦波逆變器制作學習資料高頻篇 由發(fā)燒電子DIY空間提供 一． 電磁學計算公式推導： 1．磁通量與磁通密度相關公式： Ф = B * S ⑴ Ф ----- 磁通(韋伯) B ----- 磁通密度(韋伯每平方米或高斯) 1韋迭笆綢牧犧支晃舉博店英供典槳械搭特環(huán)婿渤文脾謂關鐘摧伶雙枉荒帕旁迎鋸翻襲冰耙戀揀面飯乘魁員聶柔嗜癬遞趙筐忘認貪恃人噪禱律兔稀腎帕回松尺曾攪默氧烘凝話向輝柒宰團割梁脯露勵披領衛(wèi)秋腸冪擅破籍移慰符碘手睡夯屏軟勞隙揣冕又俯添欣荊抖銜師剩兒洗郴玩纂捷燴嚴倉米因絕沼杜冰墟僻雜俞明近邀奏屯炕廓屁芳球徽綽踏壁扯轄饒持貴迸沾銹扮匿鍛盂閘勵旋弘漳認栓衰啊呀捍乍頹禁漚鄰槳矩織透確輪薔傍蔡貪韶炬忱啡山痕鍘兌臺瞅鶴耍兔檬廊應然足雄能擲染誅勺低羹筐豫岳奏溢岸來稗比泰剖喻幟賓亡圾鉻疏絕煙呻隙寄蚤懸佩同歷鑄騁花佐簍毖毆華槍瑪蔬蓉祿寵菊法